一种基于电感辨识的同步磁阻电机无位置传感器控制方法

本发明涉及电机控制技术领域，具体是一种基于电感辨识的同步磁阻电机无位置传感器控制方法。

背景技术：

同步磁阻电机由于无需使用到永磁体，在拥有较高效率的同时成本较低，可以作为替代异步电机的理想方案。目前采用的机械式位置传感器环境适应性差，会增加电机驱动系统的体积和成本，降低了系统的可靠性。因此，低成本、高可靠性的同步磁阻电机无位置传感器控制技术成为了国内外研究的热点。

现阶段同步磁阻电机无位置传感器控制方法常采用磁链观测器法，同步磁阻电机的静态电感是影响磁链观测精度的重要参数。同步磁阻电机的电感具有很强的非线性，在不同负载工况下变化很大，准确的电感参数是同步磁阻电机无位置传感器控制的必备条件。传统的基于递归最小二乘法的电感在线辨识技术会受到逆变器误差电压的影响，同时在无位置传感器控制条件下电感辨识精度会受到转子位置误差的影响，导致参数错误收敛。而电感离线辨识方法则需要在电机运行前进行繁琐的测试工作，耗费大量时间。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种基于电感辨识的同步磁阻电机无位置传感器控制方法，避免了传统方法中交直轴电压分量的使用，受逆变器非线性误差影响小；电感辨识精度不受转子位置误差和转速误差影响，避免了无位置传感器控制条件下由于转子位置误差引起系统模型欠秩从而电感参数无法准确收敛的问题；避免了同步磁阻电机无位置传感器控制运行前需要进行的繁琐的离线参数辨识工作；电感在线辨识的所有步骤无需任何位置传感器的使用；在电机转速稳态及瞬态的情况下，均能实现良好的转子位置和转速估测效果；本发明所公开的无位置传感器控制算法，可取代位置传感器，从而降低了控制系统的成本，提升系统的可靠性与鲁棒性，且方法计算量小，便于实现与推广应用。

本发明的目的可以通过以下技术方案实现：

一种基于电感辨识的同步磁阻电机无位置传感器控制方法，所述控制方法包括以下步骤：

s1:向同步磁阻电机的两相静止坐标系注入旋转高频电压信号，获取k时刻电机的相电流，并通过坐标变换得到两相静止α-β坐标系下的电流iα、iβ和同步旋转d-q坐标系下的电流id、iq；

s2:将s1中的iα、iβ经带通滤波器得到高频响应电流iαh和iβh；

s3:将s2中的高频响应电流iαh和iβh通过同步轴系变换分别变换到与高频信号的正序和逆序分量同频率旋转的坐标系中，然后采用离散傅里叶变换分别提取高频响应电流正序和负序分量的幅值ip和in，并基于此计算出电机当前采样时刻的动态电感和

s4:通过传统的旋转高频电压注入法得到电机启动阶段的估算转速并利用电压指令值ud^*、电流采样值idq以及动态电感根据电机的d轴电压方程，采用递归最小二乘法计算出静态电感的初始值

s5:根据前一采样时刻的静态电感估算值动态电感估算值以及iq(k-1)和iq(k)，采用二阶龙格库塔方法计算当前采样时刻的q轴静态电感

s6:将s5得到的q轴静态电感反馈回同步磁阻电机的磁链观测器中，得到估算的定子磁链，结合正交锁相环得到同步磁阻电机估算的转子位置和转速信息，并反馈回同步磁阻电机的矢量控制系统中，从而实现无位置传感器控制。

进一步的，所述s4中利用s3求得的动态电感和采用递归最小二乘法计算出静态电感的初始值且不依赖位置传感器的使用。

进一步的，所述s5中采用二阶龙格库塔方法计算q轴静态电感的数值解，便于控制算法在数字处理器中实现。

进一步的，所述s6中锁相环估测得到的转子位置角度用于矢量控制中的坐标变换；锁相环估测得到的转速作为矢量控制中转速环的反馈输入。

进一步的，所述s4中静态电感的初始值计算迭代公式为：

式中z(k)和y(k)为系统输入，ωe为电机的电气角速度，采用d轴电压指令值ud^*，d轴动态电感估计值代替ldh，rs为定子电阻，ts为采样周期。

进一步的，所述s5中采用二阶龙格库塔方法计算当前采样时刻的q轴静态电感具体包括：

由静态电感和动态电感的定义可知：

其中为q轴磁链；采用二阶龙格库塔方法将该公式改写为离散形式：

则静态电感的估算公式为：

本发明的有益效果：

1、本发明控制方法取代了传统方法中交直轴电压分量的使用，受逆变器非线性误差影响小；

2、本发明控制方法电感辨识精度不受转子位置误差和转速误差影响，避免了无位置传感器控制条件下由于转子位置误差引起系统模型欠秩从而电感参数无法准确收敛的问题；

3、本发明控制方法避免了同步磁阻电机无位置传感器控制运行前需要进行的繁琐的离线参数辨识工作；

4、本发明控制方法电感在线辨识的所有步骤无需任何位置传感器的使用；

5、本发明控制方法在电机转速稳态及瞬态的情况下，均能实现良好的转子位置和转速估测效果；

6、本发明控制方法中无位置传感器控制算法，可取代位置传感器，从而降低了控制系统的成本，提升系统的可靠性与鲁棒性，且方法计算量小，便于实现与推广应用。

附图说明

下面结合附图对本发明作进一步的说明。

图1是本发明控制方法原理框图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

图1给出了基于电感在线辨识的同步磁阻电机无位置传感器控制系统的原理框图。系统整体采用矢量控制，d轴励磁电流控制为恒定值，忽略交叉饱和效应，电机运行过程中只需要对q轴静态电感进行辨识。电机在启动时通过传统的旋转高频电压注入法获取转子位置和转速信息进行矢量控制，同时对动态电感和此时的静态电感初值进行在线辨识，随后根据已获得的动态电感和静态电感初值，辨识出下一时刻的静态电感，并反馈给磁链观测器实现定子磁链、转子位置以及转速的估算；待转速达到中高速域时，采用磁链观测器输出的转子位置和转速对电机进行闭环矢量控制。

首先在启动阶段，向电机的两相静止坐标系注入旋转高频电压信号：

式中，uαh、uβh分别表示α轴和β轴高频电压，uh为信号峰值，ωh为电压频率，得到的高频响应电流为：

式中，l＝(ldh+lqh)/2,δl＝(ldh-lqh)/2，ldh、lqh分别为dq轴系的动态电感；iαh、iβh分别为α轴和β轴系的高频电流响应；θe为转子位置的电角度。

对iαh和iβh进行同步旋转变换并通过离散傅里叶变换(dft)提取得到正序和负序分量的幅值ip和in：

dft[iαhcos(ωht)-iβhsin(ωht)]＝ip(3)

dft[iαhcos(ωht)+iβhsin(ωht)]＝in(4)

其中dft算法计算公式为：

其中，dft[]表示对括号里的内容采用式(5)和式(6)所述公式进行离散傅里叶变换求取幅值，n为一个周期内的采样点数，ts为采样时间；ω为提取的目标信号的频率，|iα|表示计算得到的目标信号的幅值，在本例中|iα|可以为ip或者in，ω为2ωh，最终得到动态电感为：

同时，根据同步磁阻电机的d轴电压方程：

ud-rsid-ldhpid＝-ωelqiq(8)

其中，ud为电机d轴电压，id为d轴电流，iq为q轴电流，p为微分算子，rs为定子电阻，采用离线测量值,ωe为电机的电气角速度，lq为电机的q轴静态电感，将式(8)离散化并采用递归最小二乘法辨识出启动时的静态电感初值，迭代公式为：

其中，z(k)和y(k)为系统输入，采用d轴电压指令值ud^*代替ud，d轴动态电感估计值代替ldh，当前阶段使用旋转高频电压注入法获取电机矢量控制所必需的转子位置和转速信息。

在得到动态电感和静态电感初值之后，由静态电感和动态电感的定义可知：

其中为q轴磁链；

采用二阶龙格库塔方法，将式(10)改写为离散形式：

由式(11)可得静态电感的估算公式为：

由公式(12)即可实现对同步磁阻电机q轴静态电感的在线辨识。在得到静态电感后，将其反馈回磁链观测器中，可以得到不同负载工况下准确的转子位置信息。这里的磁链观测器可以采用目前已有的实现方法，如基于电压和电流模型的闭环磁链观测器。

另外，为了避免电流采样噪声的影响，需要设定一个阈值δ，当满足公式(13)时，才依据式(12)对q轴静态电感值进行更新，否则q轴电感采用上一时刻的估算值。

iq(k+1)-iq(k)＞δ(13)

当电机运行在稳态时，不需要对电感参数进行辨识，可以停止向电机持续注入高频信号，当检测到电机转速发生改变时，再启动该算法更新电感参数。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。