一种风力发电系统的间接矩阵变换器输出分量计算方法

1.本发明涉及一种电力电子技术领域，具体涉及一种风力发电系统的间接矩阵变换器输出分量计算方法。


背景技术：

2.风力发电作为一种绿色可再生能源有着改善能源结构、经济环保等方面的优势，现已成为未来能源电力发展的重要趋势。
3.矩阵变换器(matrix converter，mc)是在周波变换器基础上发展起来的一种直接ac
‑
ac交流变换器，具有输出电压波形可控、输入输出电流正弦、输入功率因数可控且不受输出功率因数的限制、集成度高、能量密度大等优势，成为极具潜力的新一代电能变换装置。矩阵变换器从拓扑结构上可分为直接矩阵变换器(direct matrix converter，dmc)和间接矩阵变换器(indirect matrix converter，imc)。相比于dmc，imc所需的开关器件数量少，结构更为紧凑，因此imc在风力发电等领域具有广泛的应用前景。
4.风力发电系统中，并网子系统往中往会产生大量的谐波干扰；当使用间接矩阵变换器作为风力发电的系统的变流器时，在工作时输出电压中除了基波，还含有大量的共模分量和谐波分量，矩阵变换器的输出共模特性和输出谐波特性是衡量变换器输出性能的重要指标。该部分谐波分量和共模分量将作为激励源一并流入电网，谐波对电力系统正常的供电环境和设备的正常工作有较为严重的影响。
5.常见的影响有以下几方面：谐波的产生增加了电网发生谐振的可能、增加了电气设备附件损耗、加速绝缘老化，缩短使用寿命、继电保护装置、自动装置不能正确动作、计量仪器失准、通讯异常等问题。当下越来越多的风电机组并网运行，风力发电对电网电能质量的影响引起了广泛关注。因此研究间接矩阵变换器输出谐波相关特性对风力发电机以及电力系统的影响十分必要。
6.目前研究主要通过改变调制策略来抑制共模分量或谐波分量，对输出特性的研究中，主要是定性分析，并未定量计算其输出特性。对矩阵变换器输出特性进行量化分析方法主要采用傅里叶变换来分析输出波形，获得输出电压频谱。其中常见的方法为fft分析，但fft分析在对波形处理过程中需要对信号进行采样、加窗等，过程中会带来频谱泄漏、混叠等问题，导致fft分析结果不准确。另一种较为常用的研究方法是利用傅立叶级数得到输出波形的解析式，计算其谐波幅值，获得较为准确的谐波频谱。在对输出特性的定量分析方法中，并未考虑零矢量作用时间对间接矩阵变换器输出共模分量和谐波分量的影响。


技术实现要素：

7.本发明针对现有技术的不足，提出了一种基于三重傅里叶级数的分析方法，考虑在不同零矢量作用时间下，风力发电系统的间接矩阵变换器输出分量的计算方法。本方法可以获得较准确的输出分量幅值和谐波频谱。
8.本发明的技术方案如下：
9.一种风力发电系统的间接矩阵变换器输出分量的计算方法，其步骤包括：
10.s1：设定三相输出对称，输入功率因素为1，在整流级的每个扇区中，参考输入电流矢量i
ref
由两个相邻有效矢量i
δ
和i
γ
合成，分别计算两个有效电流矢量的占空比d
δ
、d
γ
；
11.s2：在逆变级的每个扇区中，根据矢量合成原理，参考输出电压矢量v
ref
由相邻有效矢量v
α
和v
β
及零矢量v0和v7合成，分别计算两个有效矢量占空比d
α
，d
β
和零矢量对应的占空比d
07
；
12.s3：整流级的有效矢量配合逆变级的矢量产生不同的输出电压，在一个载波周期内，根据矢量占空比确定不同输出电压幅值的跳变时刻m
x1
、m
x2
、m
x3
，(x＝a、b、c)；半个载波周期的输出电压幅值跳变时刻为m
a1
＝d
γ
d
na
π；m
a2
＝d
γ
π；m
a3
＝(1
‑
d
δ
d
na
)π
13.所述d
na
为输出a相下管的占空比，根据逆变级空间矢量调制原理，a相下管的占空比d
na
如下表所示
14.s4：考虑输入频率f
in
、输出频率f
out
以及载波频率f
c
相互独立，当k≠0时，将输出电压幅值跳变时刻m
a1
，m
a2
，m
a3
带入三重傅里叶积分表达式对f
k，p，q
进行求解，得到不同频率下各次谐波的输出分量；h
com_l_n
为低频共模分量，h
com_h_n
为高频共模分量，h
har_n
为谐波分量
15.进一步，整流级两个有效电流矢量的占空比d
δ
、d
γ
分别为：
16.在每个逆变级扇区k
out
中，参考输出电压矢量v
ref
由两个相邻有效矢量v
α
和v
β
及零矢量v0和v7合成，两有效矢量和零矢量的占空比为：
17.根据逆变级调制，参考输出电压矢量v
ref
可表示为：v
ref
＝d
α
v
α
+d
β
v
β
+d0v0+d7v718.式中，k
in
为imc输入电流矢量所在扇区的扇区号；v
in
为输入相电压的幅值；输入相位θ
in
＝2πf
in
t，f
in
为输入频率；k
out
为输出参考电压矢量所在的扇区号；d
α
、d
β
、d0和d7表示逆变级电压有效矢量v
α
和v
β
及零矢量v0和v7的占空比，v
ref
为参考输出电压矢量v
ref
的幅值，输出相位f
out
为输出频率，为输出电压初始相位，假定为0。
19.进一步，所述s2中，定义零矢量占空比系数i
k
为i
k
＝d
min_0
/d
07
，i
k
的取值决定了两个电压零矢量的作用时间；当i
k
＝0.5时，小零矢量v
min
和大零矢量v
max
作用时间相等；当i
k
＝1时，大零矢量作用时间为0，逆变级只选择小零矢量调制；当i
k
＝0时，小零矢量作用时间为0，逆变级只选择大零矢量调制。
20.进一步，所述s2还包括：
21.s21：设k
in
为整流扇区号，在不同的整流扇区，虚拟直流侧电压不是一个恒值，不同的两个零电压矢量v0、v7产生的共模幅值大小不同；
22.s22：当k
in
＝1，3，5时，v7对应的共模电压幅值大于v0对应的共模电压幅值；当k
in
＝2，4，6时，v0对应的共模电压幅值大于v7对应的共模电压幅值；
23.s23：将逆变级两个电压零矢量重新定义为小零矢量v
min_0
和大零矢量v
max_0
：：
24.s24：定义零矢量占空比系数i
k
来分配零矢量作用时间，i
k
表示小零矢量v
min_0
占两个零电压矢量之和的比值：
25.s25：两个零电压矢量中小零矢量的占空比为d
min_0
，大零矢量的占空比为d
max_0
，其中
26.进一步，所述s4中，在空间矢量调制下间接矩阵变换器输出电压的三重傅里叶系数f
k，p，q
为
27.当k＝0时，将输出电压幅值跳变时刻m
a1
，m
a2
，m
a3
带入三重傅里叶积分表达式对f
k，p，q
进行求解，其输出电压的傅里叶系数为
28.式中，z1和z2为整数；m为电压传输比，m＝v
out
/v
in
；f(p)是与p相关的函数，当p分别取3，9，15，21，27和33时，f(p)分别等于1，0.75，0.69，0.67，0.65，0.63；
29.当k≠0时，将输出电压幅值跳变时刻m
a1
，m
a2
，m
a3
带入三重傅里叶积分表达式对f
k，p，q
进行求解，可得
30.式中，n表示输出电压各分量的频率，n＝[pf
out
±
qf
in
±
kf
c
|；f
com_n
(m，i
k
)为与m和i
k
相关的输出高频共模电压分量的傅里叶系数，f
har_n
(m，i
k
)为与m和i
k
相关的输出高频谐波分量的傅里叶系数。
[0031]
进一步，矩阵变换器输出a相电压u
ag
表达式为
[0032]
输出电压的三重傅里叶系数f
k，p，q
[0033]
其中，载波相位θ
c
＝2πf
c
t、输入相位θ
in
＝2πf
in
t、输出相位k，p，q分别为载波频率f
c
、输入频率f
in
、输出频率f
out
的系数，a
k，p，q
和b
k，p，q
分别为三重傅里叶系数的实部和虚部；j表示的是虚数单位，j2＝
‑
1。
[0034]
频率为kf
c
±
pf
in
±
qf
out
的谐波分量和共模分量幅值为
[0035]
进一步，空间矢量调制的载波为三角波，载波函数c(θ
c
)为
[0036]
进一步，整流级在一个完整的调制周期中输出电压的傅里叶系数f
k，p，q
为为
[0037]
d
kin
表示在一个载波周期里输出电压的计算表达式：
[0038][0039]
本发明的技术效果如下：
[0040]
本发明的一种风力发电系统的间接矩阵变换器输出分量的计算方法为准确地获得在不同频率下共模分量和谐波分量的幅值，本发明采用三重傅里叶变换方法对输出电压的共模分量和谐波分量进行数学建模。
[0041]
本发明基于三重傅里叶级数量化分析了零矢量作用时间对输出电压共模分量和谐波分量的影响，通过对输出共模分量和谐波分量的分析可得如下结论：在不改变有效矢量选择的基础上，只选择大零矢量或者小零矢量对高频共模分量影响是相同的，但对低频共模分量影响较大；在空间矢量调制策略下，通过调节两个零电压矢量的作用时间，可大幅度减小低频共模电压的幅值；当电压传输比m较大时，i
k
对输出相电流畸变几乎无影响，因此在高电压传输比下，可通过改变i
k
来降低输出相电压中某些高频共模分量的幅值。以上结论可为提高间接矩阵变换器输出性能的调制策略提供理论基础和理论依据。
附图说明
[0042]
图1是间接矩阵变换器的拓扑结构示意图
[0043]
图2是间接矩阵变换器的空间矢量调制原理
[0044]
图3a是k
in
＝1，k
out
＝1时，a相输出电压在空间矢量调制下的合成波形
[0045]
图3b是k
in
＝2，k
out
＝1时，a相输出电压在空间矢量调制下的合成波形
[0046]
图4a、图4b、图4c分别是频率为3f
in
、(6z1+3)f
in
、3f
out
输出电压的低频共模分量
[0047]
图5a、图5b分别是频率为(3z1f
in
+kf
c
)、kf
c
输出电压的高频共模分量
[0048]
图6a、图6b、图6c是不同频率下输出电压的谐波分量
[0049]
图7是三重傅里叶级数计算的理论输出相电压频谱
[0050]
图8是输出相电压的实验波形及fft分析频谱
[0051]
图9是本发明imc实验硬件图
[0052]
图10是m＝0.2，0.5和0.8的输出相电流i
a
实验波形
具体实施方式
[0053]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。
[0054]
如图1所示，从拓扑结构来看，将间接矩阵变换器(indirect matrix converter，imc)分为两级：整流级和逆变级。整流级的结构与电流型整流器结构相同，逆变级的结构与电压型两电平逆变器结构相同，设定三相输出对称，输入功率因数为1。
[0055]
imc空间矢量调制分为整流级和逆变级调制。整流级采用无零矢量的空间矢量调制方法，在每个整流级扇区中，参考电流矢量i
ref
由两个相邻有效矢量i
δ
和i
γ
合成，如图2(a)所示。参考电流矢量i
ref
为：i
ref
＝i
δ
d
δ
+i
γ
d
γ
ꢀꢀ
(1)
[0056]
根据整流级调制，一个周期内直流侧平均电压为：
[0057]
整流级两个有效电流矢量的占空比d
δ
、d
γ
分别为：
[0058]
逆变级的空间矢量调制方法如图2(b)所示。在每个逆变级扇区k
out
中，参考输出电压矢量v
ref
由两个相邻有效矢量v
α
和v
β
及零矢量v0和v7合成，两有效矢量和零矢量的占空比为：
[0059]
根据逆变级调制，参考输出电压矢量v
ref
可表示为：v
ref
＝d
α
v
α
+d
β
v
β
+d0v0+d7v7ꢀꢀ
(5)
[0060]
式中，k
in
为imc输入电流矢量所在扇区的扇区号；v
in
为输入相电压的幅值；输入相位θ
in
＝2πf
in
t，f
in
为输入频率；k
out
为输出参考电压矢量所在的扇区号；d
α
、d
β
、d0和d7表示逆变级电压有效矢量v
α
和v
β
及零矢量v0和v7的占空比，v
ref
为参考输出电压矢量v
ref
的幅值，输出相位f
out
为输出频率，为输出电压初始相位，假定为0。
[0061]
进一步，所述s2中，定义零矢量占空比系数i
k
为i
k
＝d
min_0
/d
07
，i
k
的取值决定了两个电压零矢量的作用时间；当i
k
＝0.5时，小零矢量v
min
和大零矢量v
max
作用时间相等；当i
k
＝1时，大零矢量作用时间为0，逆变级只选择小零矢量调制；当i
k
＝0时，小零矢量作用时间为0，逆变级只选择大零矢量调制。
[0062]
由于虚拟直流侧电压不是一个恒定值，因此两个电压零矢量对应生成的共模电压幅值大小不同。当k
in
＝1，3，5时，v7对应的共模电压幅值大于v0对应的共模电压幅值：当k
in
＝2，4，6时，v0对应的共模电压幅值大于v7对应的共模电压幅值。将逆变级两个电压零矢量重新定义为小零矢量v
min
和大零矢量v
max
，以及对应的占空比为d
min_0
和d
max_0
。v
min_0
、v
max_0
和v0、v7的关系为
[0063]
定义两个零矢量占空比系数i
k
为i
k
＝d
min_0
/d
07
ꢀꢀ
(7)
[0064]
i
k
的取值决定了两个电压零矢量的作用时间。当i
k
＝0.5时，大、小零矢量作用时间相等，该调制方法为传统空间矢量调制方法；当i
k
＝1时，该调制方法中大零矢量作用时间为0，逆变级只选择小零矢量调制。当i
k
＝0时，该调制方法小零矢量作用时间为0，逆变级只选择大零矢量调制。
[0065]
以输出a相为例，将输出a点相对于输入电压中性点g的电压u
ag
定义为输出相电压u
ag
＝u
an
+u
ng
ꢀꢀ
(8)
[0066]
其中u
an
为输出a相到输出地n的电压，u
ng
为共模电压。为了分析输出电压共模及谐波特性，选择u
ag
进行分析。
[0067]
本发明采用空间矢量调制的载波为三角波，其载波函数c(θ
c
)为
[0068]
式中载波相位θ
c
＝2πf
c
t，f
c
为载波频率。根据imc整流级空间矢量调制可知，当k
in
＝1，3，5时，输出a相电压u
ag
在一个载波周期内的波形由5段输入电压合成，如图3(a)所示。当k
in
＝2，4，6时，输出a相电压u
ag
在一个载波周期内的波形由7段输入电压合成，其输出电压波形如图3(b)所示。
[0069]
图3(a)中的u
a1
，u
a2
和u
a3
分别为
[0070]
图3(b)中的u
a1_1
，u
a2_1
和u
a3_1
分别为
[0071]
式中v
in
为输入电压幅值，从图3可以看出，输出电压每一段的电压幅值由整流级调制决定，与逆变级调制无关，但输出电压幅值变化的跳变时刻却与逆变级的开关管占空比有关。半个载波周期的输出电压幅值跳变时刻为
[0072]
m
a1
＝d
γ
d
na
π；m
a2
＝d
γ
π；m
a3
＝(1
‑
d
δ
d
na
)π
ꢀꢀ
(12)
[0073]
d
na
为输出a相下管的占空比，根据逆变级空间矢量调制原理，a相下管的占空比d
na
如表1所示。表1：d
na
表达式
[0074]
从式(12)和表1可以看出，输出电压变化的跳变时刻m
a1
、m
a2
、m
a3
不仅与电压和电流有效矢量的占空比相关，同时也与电压零矢量的占空比系数i
k
有关。
[0075]
由于间接矩阵变换器输出波形与输入、输出频率以及载波频率相关且相互独立。为准确地获得输出电压在不同频率下的共模分量和谐波分量幅值，本发明采用三重傅里叶变换方法对输出电压的共模分量和谐波分量进行数学建模。
[0076]
设定三相输出对称，输入功率因素为1，本发明的计算间接矩阵变换器输出共模分量和谐波分量方法，具体包括以下步骤：
[0077]
s1：在整流级的每个扇区中，根据矢量合成原理，参考输入电流矢量i
ref
由两个相邻有效矢量i
δ
和i
γ
合成，分别计算两个有效电流矢量的占空比d
δ
、d
γ
；
[0078]
s2：在逆变级的每个扇区中，根据矢量合成原理，参考输出电压矢量v
ref
由相邻有效矢量v
α
和v
β
及零矢量v0和v7合成，分别计算两个有效矢量占空比d
α
，d
β
和零矢量对应的占空比d
07
。
[0079]
步骤s2具体包括：
[0080]
s21：设k
in
为整流扇区号，在不同的整流扇区，虚拟直流侧电压不是一个恒值，不同的两个零电压矢量v0、v7产生的共模幅值大小不同；
[0081]
s22：当k
in
＝1，3，5时，v7对应的共模电压幅值大于v0对应的共模电压幅值；当k
in
＝2，4，6时，v0对应的共模电压幅值大于v7对应的共模电压幅值；
[0082]
s23：将逆变级两个电压零矢量重新定义为小零矢量v
min_0
和大零矢量v
max_0
：
[0083]
s24：定义零矢量占空比系数i
k
来分配零矢量作用时间，i
k
表示小零矢量v
min_0
占两个零电压矢量之和的比值：
[0084][0085]
s25：两个零电压矢量中小零矢量的占空比为d
min_0
，大零矢量的占空比为d
max_0
，其中
[0086][0087]
s3：整流级的有效矢量配合逆变级的矢量产生不同的输出电压，在一个载波周期内，根据矢量占空比确定不同输出电压幅值的跳变时刻m
x1
、m
x2
、m
x3
，(x＝a、b、c)。
[0088]
s4：考虑输入频率f
in
、输出频率f
out
以及载波频率f
c
相互独立，结合三重傅里叶级数，计算三重傅里叶系数f
k，p，q
，得到不同频率下各次谐波的幅值大小。
[0089]
根据三重傅里叶变换原理，svpwm调制的间接矩阵变换器输出a相电压u
ag
表达式为
[0090]
输出电压的三重傅里叶系数f
k，p，q
[0091]
其中，k，p，q为整数，分别为载波频率f
c
、输入频率f
in
、输出频率f
out
的系数，a
k，p，q
和b
k，p，q
分别为三重傅里叶系数的实部和虚部。
[0092]
频率为kf
c
±
pf
in
±
qf
out
的各谐波分量和共模分量幅值为
[0093]
构建空间矢量调制下间接矩阵变换器输出电压中谐波分量和共模分量的三重傅里叶数学模型，由于输出电压波形在不同的整流扇区不一样，因此计算整流级在一个完整的调制周期中输出电压的傅里叶系数f
k，p，q
为为
[0094]
d
kin
表示在一个载波周期里输出电压的计算表达式：
[0095]
在整流级奇数扇区和偶数扇区傅里叶系数满足的关系为
[0096]
根据imc逆变级调制原理，逆变级调制也分为6个扇区，计算逆变级在一个完整的调制周期中输出电压的傅里叶系数，f
k，p，q_kin
可表示为可表示为
[0097]
在空间矢量调制下间接矩阵变换器输出电压的三重傅里叶系数f
k，p，q
为
[0098]
当k＝0时，将输出电压幅值跳变时刻m
a1
，m
a2
，m
a3
带入三重傅里叶积分表达式对f
k，p，q
进行求解，其输出电压的傅里叶系数为
[0099]
式中，z1和z2为整数；m为电压传输比，等于v
out
/v
in
。f(p)是与p相关的函数，当p分
别取3，9，15，21，27和33时，f(p)分别等于1，0.75，0.69，0.67，0.65，0.63。
[0100]
从式(23)可以看出，输出电压在低频段除了含有基波分量外，还含有(6z1+3)f
in
和(622+3)f
out
的共模分量，该共模分量属于低频共模电压。
[0101]
当k≠0时，将输出电压幅值跳变时刻m
a1
，m
a2
，m
a3
带入三重傅里叶积分表达式对f
k，p，q
进行求解，可得
[0102]
式中，n表示输出电压各分量的频率，n＝|pf
out
±
qf
in
±
kf
c
|；f
com_n
(m，i
k
)为与m和i
k
相关的高频共模分量的傅里叶系数，f
har_n
(m，i
k
)为与m和i
k
相关的高频谐波分量的傅里叶系数。
[0103]
从求解过程可知，电压传输比m和零矢量占空比系数i
k
不会改变频率分布，只会影响其幅值。对输出电压共模分量的傅里叶系数和谐波分量的傅里叶系数进行标幺化，令h
com_l_n
为低频共模分量的标幺化值，h
com_h_n
为高频共模分量的标幺化值，h
har_n
为谐波分量的标幺化值。可获得输出电压主要共模分量和谐波分量为
[0104]
为了进一步验证零矢量作用时间对输出电压共模分量和谐波分量的影响规律，图4、图5、图6分别给出了在不同电压传输比m和不同的零矢量作用时间系数i
k
的仿真结果。
[0105]
图4表示低频共模分量的三维图，图4(a)表示频率为3f
in
在不同电压传输比和不同零矢量作用时间系数下的低频共模幅值，当0＜m＜0.68时，频率为3f
in
的h
com_l_n
随着i
k
先减小再增大，当0.68＜m＜0.866时，频率为3f
in
的h
com_l_n
随着i
k
的增大而减小。
[0106]
图4(b)表示低频为(621+3)f
in
在不同电压传输比和不同零矢量作用时间系数下的低频共模幅值，频率为(621+3)f
in
的h
com_l_n
基本趋势大致以i
k
＝0.5为对称轴呈对称式变化规律。当i
k
∈(0，0.5)时，图4(b)中的h
com_l_n
与i
k
呈反增长关系，因此当i
k
越大时，该低频共模分量越小。
[0107]
图4(c)表示低频为3fout在不同电压传输比和不同零矢量作用时间系数下的低频共模幅值，频率为3f
out
的共模分量与零矢量作用时间无关，只与m呈线性变化。
[0108]
图5表示高频共模分量的三维图，从图5(a)和图5(b)中可以看出，高频共模分量关于i
k
＝0.5对称，空间矢量调制策略只选择大零矢量或小零矢量对高频共模分量的影响没有区别；在图5(a)中，|i
k
‑
0.5|取值与高频共模分量的幅值呈反比；当电压传输比m越小，i
k
对高频共模分量的影响就越大。当m越大时，i
k
对高频共模分量变化影响越小，当m＞0.8时，i
k
对共模分量基本无影响。在图5(b)中，i
k
∈(0，0.5)时，当m＜0.4时，随着i
k
的增大，该高频共模分量的变化趋势是先增大，再减小，然后再增大；当m＞0.4时，该高频共模分量的变化
趋势随i
k
的增大而增大，在i
k
＝0.5处取得最大值。
[0109]
图6表示输出电压谐波分量幅值的三维图，主要谐波分量以i
k
＝0.5为对称轴呈对称式的变化规律，且通过三重傅里叶变换计算可知，零矢量作用时间对谐波分量的影响规律可归类以下：1)空间矢量调制策略只选择大零矢量或小零矢量对谐波分量的影响没有区别。2)当i
k
＝0.5时，频率为kf
c
±
f
out
±
3f
in
(k＝1，2，3，4)的谐波分量为0。
[0110]
实验验证：
[0111]
如图9所示，为证明空间矢量调制下的零矢量作用时间对输出电压分量规律总结的正确性，搭建了一套imc实验样机。整流级含有12个igbt(fgl40n120and)；逆变级含有6个igbt(fgl40n120and)；该系统采用控制器dsp(tmsf28335)。实验参数如表2所示。表2实验参数
[0112]
采用fft分析时，当载波频率、输入频率和输出电压频率都为整数，fft分析所截取的波形对应时间恰好为载波周期、输入、输出电压周期的整数倍时，fft分析得到的结果与基于三重傅里叶变换得到的结果基本相同。基于以上条件，对输出电压进行fft，并与通过三重傅里叶级数计算得到的输出电压频谱进行对比，验证以上的分析。
[0113]
为更直观地验证本发明采用三重傅里叶积分变换获得的零矢量作用时间对输出特性影响分析的正确性，给出了与实验相同参数下输出电压u
ag
的理论频谱图，作为实验验证的对比图。当f
in
＝50hz、f
out
＝25hz、f
c
＝5khz、m＝0.2时，通过三重傅里叶变换得到了输出电压u
ag
在不同i
k
下的输出频谱，其主要的共模分量频谱和谐波分量频谱如图7所示。
[0114]
(a)输出相电压u
ag
的共模分量和谐波分量
[0115]
在相同的条件下通过实验得到不同i
k
下的输出电压u
a
波形，对输出相电压波形进行fft分析，输出电压波形及其fft分析的结果如图8所示。
[0116]
从实验结果和理论计算结果中提取主要的共模分量和谐波分量，如下表2所示：表2：
[0117]
表2中阴影区域数据表示输出电压中共模分量的标幺值，空白区域表示输出电压中谐波分量的标幺值。当m一定时，零矢量的作用时间i
k
变化会改变输出电压中共模分量与谐波分量的幅值，与理论分析的影响规律相同。大部分共模分量的幅值以i
k
＝0.5为对称轴，呈对称分布。频率为kf
c
±
6z1f
in
(k＝1，2，3；z1＝1，2，3)的共模分量幅值在i
k
＝0.5时取得最大值。主要谐波分量的幅值以i
k
＝0.5为对称轴，呈对称分布，频率为kf
c
±
f
out
±
6f
in
(k＝2，3，4)、2f
c
±
f
out
为谐波分量幅值在i
k
＝0.5时取得最大值。
[0118]
对比实验数值和理论数值，通过fft分析得出实验的主要共模分量和谐波分量幅值与运用三重傅里叶变换理论得出的共模分量和谐波分量幅值大致相同。以上实验结果验证了本发明关于零矢量作用时间对共模分量和谐波分量影响规律分析的正确性。
[0119]
(b)输出相电流畸变率
[0120]
如图10所示，m＝0.2，0.5和0.8的输出相电流i
a
实验波形。从图10的输出相电流i
a
畸变率可知，m一定时，i
k
＝0.2和i
k
＝0.8下的输出相电流总谐波畸变率在相同m下基本相同；相同m下，i
k
＝0.5的输出相电流总谐波畸变率小于i
k
＝0.2与i
k
＝0.8的输出相电流总谐波畸变率。当m较小时，i
k
对输出电流畸变率的影响较大，随着m的增大，i
k
对输出电流畸变率的影响逐渐减小；当m达到0.8时，i
k
对输出电流畸变率几乎无影响；以上实验结果验证了输出电流畸变率以i
k
＝0.5为对称轴，呈对称分布；且影响规律与理论分析一致。
[0121]
本发明根据间接矩阵变换器空间矢量调制原理，利用三重傅里叶变换方法量化计算了间接矩阵变换器的输出电压分量，得到输出电压分量的幅值及频谱，分析了零矢量作用时间对输出电压共模分量和谐波分量的影响。通过对共模分量和谐波分量分析可得如下结论：
[0122]
1)在不改变有效矢量选择的基础上，只选择大零矢量或者小零矢量对高频共模分量影响是相同的，但对低频共模分量影响较大。
[0123]
2)通过改变零矢量占空比系数i
k
可有效降低输出相电压中部分高频分量的幅值。
[0124]
3)零电压矢量占空比系数i
k
的大小影响着输出相电流畸变率，随着i
k
的增大先减小再增大。且随着电压传输比m增大，i
k
对输出电流畸变率的影响越小。
[0125]
4)当电压传输比m较大时，i
k
对输出相电流畸变几乎无影响，因此在高电压传输比下，可通过改变i
k
来降低输出相电压中某些高频共模分量的幅值。
[0126]
通过实验和仿真验证了本发明计算间接矩阵变换器输出分量的正确性，同时还分析了关于零矢量作用时间对共模分量和谐波分量的影响规律，且验证了上述规律的正确性，以上结论可为提高间接矩阵变换器输出性能的调制策略提供理论基础和理论依据。应当指出，以上所述具体实施方式可以使本领域的技术人员更全面地理解本发明创造，但不以任何方式限制本发明创造。因此，尽管本说明书参照附图和实施例对本发明创造已进行了详细的说明，但是，本领域技术人员应当理解，仍然可以对本发明创造进行修改或者等同替换，总之，一切不脱离本发明创造的精神和范围的技术方案及其改进，其均应涵盖在本发明创造专利的保护范围当中。