控制电路、谐振变换器及集成电路控制芯片的制作方法

1.本发明涉及电力电子技术，具体涉及功率变换技术，更具体地，涉及一种控制电路、谐振变换器及集成电路控制芯片。


背景技术：

2.谐振变换器相较于传统的开关变换器具有低开关损耗，高转换效率以及高功率密度等优势。谐振变换器常采用频率控制和电荷控制两种控制方式。当采用频率控制时，由于带宽有限谐振变换器的动态响应较差，影响系统性能。电荷控制方式直接对输入电荷和输出功率进行控制，简化了环路结构，有利于环路补偿设计，能够达到较高的带宽。
3.如图1所示，为现有技术中采用电荷控制的谐振变换器的电路图，以半桥谐振变换器为例，其包括位于输入电压vin和参考地gnd之间的功率管q1和q2，功率管q1和q2由控制电路10驱动。谐振变换器还包括变压器11、以及与变压器11的原边绕组lp一起串联连接在功率管q1和q2的公共连接点hb和参考地gnd之间的谐振电容c
r
和电感ls，其构成谐振回路。变压器12的两个副边绕组分别与二极管d1和d2相连，构成全波整流电路，二极管d1和d2的阴极均连接至谐振变换器的输出端，该输出端和副边参考地之间并联连接输出电容cout和负载，并在该输出端产生输出电压vout。此外，谐振变换器还包括电阻r，串联连接在谐振回路中以采样谐振电流，从而得到表征输入电荷的采样电压v
r
，控制电路10根据采样电压v
r
以及输出反馈信号vfb实现对输出功率的控制。
4.当随着输出功率减小，电荷控制的窗口大小随之减小至最小值后，为了能够提高轻载时的效率，一般会进入burst模式，根据负载情况连续工作几个周期再关断几个周期，以进一步降低输出功率，这会带来变压器噪声以及在led应用时的灯光闪烁问题。


技术实现要素：

5.有鉴于此，本发明实施例提供了一种控制电路、谐振变换器和集成电路芯片，通过引入前馈电流，与谐振电流共同进行积分，以使得谐振变换器在负载较轻时由电荷控制方式平滑过渡至频率控制方式，从而进入burst模式工作的功率点进一步降低，提高了系统效率，同时可以实现宽输出范围的应用。
6.根据本发明实施例的第一方面，提供一种控制电路，用于控制谐振变换器，包括：
7.前馈电路，被配置为产生前馈电流；
8.电荷反馈电路，被配置为在第一模式下对表征所述谐振变换器的谐振电流的谐振电流采样信号进行积分，以产生电荷反馈信号；在第二模式下对所述谐振电流采样信号和所述前馈电流共同积分，以产生所述电荷反馈信号；以及
9.驱动控制电路，被配置为根据所述电荷反馈信号和第一阈值信号来控制所述谐振变换器中功率管的开关状态，其中所述第一阈值信号是根据表征谐振变换器的输出信号的反馈信号和基准信号的误差信息的误差补偿信号产生的。
10.具体地，在所述第一模式下，所述前馈电路不产生所述前馈电流，所述控制电路处
于电荷控制模式，以通过改变所述谐振变换器的输入电荷来调节所述谐振变换器的输出功率，而所述谐振变换器的开关频率不变。
11.具体地，在所述第二模式下，所述前馈电路被使能以产生所述前馈电流，所述控制电路处于等效频率控制模式，通过改变所述谐振变换器的开关频率来进一步调节所述谐振变换器的输出功率。
12.具体地，当所述第一阈值信号减小至最小值之前，所述控制电路工作于所述第一模式；当所述第一阈值信号达到所述最小值之后，所述控制电路工作于所述第二模式。
13.具体地，所述前馈电流与所述误差补偿信号的变化趋势相反，以使得所述前馈电流的值随着所需的输出功率的减小而增大。
14.具体地，所述控制电路还包括：
15.转换电路，被配置为接收所述谐振变换器的副边侧传递的带有所述误差补偿信号信息的误差电流信号，并按对应关系生成所述第一阈值信号。
16.具体地，所述转换电路被配置为根据所述误差电流信号在预设的功率曲线上找到对应的所述第一阈值信号。
17.具体地，所述转换电路被配置为将所述误差电流信号转换为对应的电压信号，并根据所述电压信号在预设的功率曲线上找到对应的所述第一阈值信号。
18.具体地，所述转换电路被配置为根据所述误差电流信号和参考信号之间的误差进行补偿后产生补偿信号，并根据所述补偿信号在预设的功率曲线上找到对应的所述第一阈值信号。
19.具体地，当所述误差电流信号小于第一电流时，所述第一阈值信号保持不变；当所述误差电流信号在所述第一电流和第二电流之间时，所述第一阈值信号随着所述误差电流信号的增加而减小，并在所述误差电流信号达到所述第二电流时减小至最小值；当所述误差电流信号大于所述第二电流以后，所述第一阈值信号维持于所述最小值。
20.具体地，当所述误差电流信号大于第二电流以后，所述前馈电流随着所述误差电流信号的增加而增加，直至增加至最大误差电流信号，其中所述第二电流为当所述第一阈值信号减小至最小值时的所述误差电流信号的值。
21.具体地，所述电荷反馈电路包括：
22.电流采样电路，被配置为接收表征所述谐振变换器的谐振电流的所述谐振电流采样信号，并将其转换为电流形式的积分电流；以及
23.电流积分电路，被配置为对所述积分电流和所述前馈电流进行积分，以产生所述电荷反馈信号。
24.具体地，所述电流积分电路被配置为在所述第一模式下，在每个开关周期中的半个开关周期对所述积分电流进行积分，并且在所述第二模式下，在每个开关周期的半个开关周期对所述积分电流和所述前馈电流进行积分。
25.具体地，所述电流积分电路被配置为在所述第二模式下，在当前开关周期的半个开关周期内，所述积分电流和所述前馈电流在积分电容上产生所述电荷反馈信号，在当前开关周期的另外半个开关周期内，控制所述积分电容放电至零。
26.具体地，在所述第二模式下，在所述谐振变换器的第一功率管导通期间对所述积分电流和所述前馈电流进行积分时，所述前馈电流的方向为流入所述积分电容的方向；当
所述谐振变换器的第二功率管导通期间对所述积分电流和所述前馈电流进行积分时，所述前馈电流的方向为流出所述积分电容的方向，其中所述第一功率管和所述第二功率管串联连接在输入端和参考地之间。
27.具体地，所述电流积分电路被配置为在所述第一模式下，在整个开关周期中均对所述积分电流进行积分，并且在所述第二模式下，在整个开关周期中均对所述积分电流和所述前馈电流进行积分。
28.具体地，在所述第二模式下，在所述谐振变换器的第一功率管导通期间，所述前馈电路产生的所述前馈电流的方向为流入所述积分电容的方向；在所述谐振变换器的第二功率管导通期间，所述前馈电路产生的所述前馈电流的方向为流出所述积分电容的方向，其中所述第一功率管和所述第二功率管串联连接在输入端和参考地之间。
29.具体地，所述驱动控制电路，被配置为将所述电荷反馈信号与所述第一阈值信号比较，以产生控制所述谐振变换器中功率管关断的信号。
30.具体地，所述驱动控制电路，被配置为当所述电荷反馈信号上升至大于第二阈值信号时，产生控制所述谐振变换器中第一功率管关断的信号，并且当所述电荷反馈信号下降至小于第三阈值信号时，产生控制所述第一功率管导通的信号，其中所述第二阈值信号为偏置信号和所述第一阈值信号的差，所述第三阈值信号为所述偏置信号与所述第一阈值信号的和，其中所述第一功率管和第二功率管串联连接在输入端和参考地之间。
31.根据本发明的第二方面，提供了一种谐振变换器，包括：
32.上述任一项所述的控制电路，以及
33.主功率电路，包括串联连接在输入端和参考地之间的第一功率管和第二功率管；
34.变压器，包括原边绕组和至少一个副边绕组；
35.谐振电容，与所述原边绕组串联连接以构成谐振回路；
36.输出反馈电路，被配置对所述反馈信号和所述基准信号的误差进行积分补偿以产生所述误差补偿信号，并传递到所述控制电路。
37.具体地，所述输出反馈电路还包括：
38.传递电路，被配置为将所述误差补偿信号转换为所述误差电流信号传递到所述控制电路。
39.具体地，所述谐振变换器还包括：
40.电流获取电路，被配置为通过在所述谐振电流的回路上串联电阻以获取所述谐振电流采样信号。
41.具体地，，所述控制电路还包括：
42.电流获取电路，包括第一电容和第一电阻，经串联后并联连接在所述谐振变换器的谐振电容的两端，以在所述第一电阻上产生所述谐振电流采样信号，其中所述第一电容的容值小于所述谐振电容的容值。
43.与现有技术相对，本发明中对谐振变换器的电荷控制引入前馈电流，与采样的谐振电流共同进行积分，以对轻载下的电荷控制进行频率补偿，降低谐振变换器进入burst模式时的功率点，同时，在宽输出范围应用时，能够满足在低压输出时依然有较低的burst工作点。
附图说明
44.通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
45.图1是现有技术中采用电荷控制的谐振变换器的电路图；
46.图2是本发明实施例的谐振变换器的电路图；
47.图3是本发明实施例的控制电路中输出反馈电路的电路图；
48.图4是本发明实施例的预设的功率曲线图；
49.图5是本发明实施例的前馈电路产生的前馈电流的波形图；
50.图6是本发明实施例的第一种控制电路的电路图；
51.图7是本发明实施例的第二种控制电路的电路图；以及
52.图8是本发明实施例的第二种控制电路的工作波形图。
具体实施方式
53.以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
54.此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
55.同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
56.除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
57.在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
58.图2是本发明实施例的谐振变换器的电路图。如图2所示，本实施例的谐振变换器2包括主功率电路20、原边侧的控制电路21和副边侧的输出反馈电路22。在此主功率电路20以半桥谐振变换器结构为例进行说明，其包括串联连接在输入电压vin和参考地gnd之间的第一功率管q1和第二功率管q2；以及谐振单元，其包括串联连接在第一功率管q1和第二功率管q2的公共连接点hb和原边参考地gnd1之间的电感ls、变压器原边绕组lp以及谐振电容c
r
，从而在相应功率管导通时构成谐振回路。在本实施例中，通过在谐振回路中串联电阻r1，以采样谐振电流i
r
。具体地，电阻r1的第一端连接至谐振电容c
r
，第二端连接至原边参考地gnd1。应理解，电感ls可以为原边绕组lp的漏感或者额外增加的辅助电感，并且电感ls和谐振电容c
r
的位置不限于此，只有串联在谐振回路中均可。变压器副边包括两个副边绕组，
其分别与二极管d1和d2相连，构成全波整流电路，二极管d1和d2的阴极均连接至主功率电路的输出端，其中在输出端和副边参考地gnd2之间并联连接有输出电容cout和负载。
59.具体地，输出反馈电路22用于根据采样的表征主功率电路的输出信号(输出电压或输出电流)的反馈信号vfb和基准信号的误差进行积分补偿以产生误差补偿信号vcp并传递至原边侧的控制电路21。
60.具体地，输出反馈电路22包括补偿电路221和传递电路222。其中补偿电路221用以在副边侧根据反馈信号vfb和基准信号的误差产生误差补偿信号vcp；传递电路222用于将在副边侧产生的误差补偿信号vcp的信息传递到原边侧的控制电路21，在本实施例中，传递电路222将误差补偿信号vcp转换为电流形式的误差电流信号i
fbl
传递至原边。
61.应理解，这里的输出信号可以为输出电压vout，也可以为输出电流iout，可以根据实际要求恒流输出还是恒压输出来决定控制对象。在本实施例中，通过在负载和副边参考地gnd2之间串联电阻r2以采样输出电流iout为例进行说明。
62.控制电路21包括前馈电路201、电荷反馈电路202、转换电路203以及驱动控制电路204。
63.电荷反馈电路202用于在第一模式下对表征谐振变换器的谐振电流i
r
的谐振电流采样信号v
r
进行积分，以产生电荷反馈信号vch；在第二模式下对谐振电流采样信号v
r
和前馈电路201产生的前馈电流ic共同积分，以产生电荷反馈信号vch。也即，在第一模式下，前馈电路201不产生前馈电流ic，而在第二模式下，前馈电路201被使能以产生前馈电流ic。其中在第一模式下，控制电路21处于电荷控制模式，以通过改变谐振变换器的输入电荷来调节谐振变换器的输出功率，而谐振变换器的开关频率不变。在第二模式下，由于前馈补偿的加入，控制电路21由电荷控制模式过渡至等效频率控制模式，通过改变谐振变换器的开关频率来进一步调节谐振变换器的输出功率。
64.具体地，电荷反馈电路202包括电流采样电路211和电流积分电路212。电流采样电路211用于接收谐振电流采样信号v
r
，并将其转换为电流形式的积分电流i
int
，其中积分电流i
int
和谐振电流i
r
具有相同的变化趋势。电流积分电路212与电流采样电路211的输出端连接，根据所处的不同模式对积分电流i
int
和前馈电路201产生的前馈电流ic进行积分，以产生电荷反馈信号vch。在一种控制方式中，对于每个开关周期，电流积分电路212仅在半个开关周期内对积分电流i
int
进行积分。在另一种控制方式中，对于每个开关周期，电流积分电路212在整个开关周期内均对积分电流i
int
进行积分。详细的控制方式在下文中进行阐述。
65.应理解，谐振变换器还包括电流获取电路以采样谐振电流i
r
，在本实施例中电流获取电路通过在谐振回路中串联电阻r1以采样谐振电流，且电阻r1的一端即为谐振电流采样信号v
r
，其他能够实现上述功能的电流获取电路均可用于本实施例中。例如，电流获取电路包括并联在谐振电容c
r
两端的电容和电阻的串联结构，所并联的电容容值小于谐振电容c
r
的容值，并在与其串联的电阻上获得与谐振电流i
r
具有相同的变化趋势且值较小的谐振电流采样信号v
r
，从而减小采样电阻的损耗。
66.转换电路203用于根据传递电路222输出的信号按对应关系转换为第一阈值信号vk，其中第一阈值信号vk与误差补偿信号vcp的变化趋势相同。
67.驱动控制电路204根据电荷反馈信号vch和第一阈值信号vk产生驱动信号hg和lg，
以分别控制功率管q1和q2的开关状态。具体地，驱动控制电路204通过比较电荷反馈信号vch和第一阈值信号vk，以产生相应的驱动信号来控制功率管的开关动作，从而控制谐振变换器2实现能量转换。其中驱动信号hg和lg互补，且导通时间相同，基本等于开关周期的一半。当然，应理解，为了避免功率管q1和q2同时导通，驱动信号hg和lg之间会预留死区时间。也即，当功率管hg关断时，经过死区时间后功率管q2导通，当功率管q2关断时，经过死区时间后，功率管q1导通。
68.上述前馈电路201、电荷反馈电路202、转换电路203以及驱动控制电路204集成在同一集成电路控制芯片中，所述集成电路控制芯片的第一输入引脚接收谐振电流采样信号v
r
，第二输入引脚用于接收传递电路222传递的含有误差补偿信号vcp信息的信号，在此为接收误差电流信号i
fbl
。
69.图3是本发明实施例的控制电路中输出反馈电路的电路图。与图2中电路结构相同的元件具有相同的附图标记。如图3所示，输出反馈电路中的补偿电路221包括误差放大器err1，分别接收反馈信号vfb和基准信号vref，误差放大器err1的反相输入端和输出端之间连接有补偿网络，其包括串联的电阻和电容，以形成负反馈，从而对反馈信号vfb和基准信号vref的误差进行积分补偿，以产生误差补偿信号vcp。传递电路222可以用光耦实现，以将误差补偿信号vcp转换成误差电流信号i
fbl
传递至原边，其中光耦的输出端fbl连接至上述集成电路控制芯片的第二输入引脚。
70.此后，控制电路中的转换电路203便可以根据误差电流信号i
fbl
按对应关系生成第一阈值信号vk。
71.在本实施例中，转换电路203在关于误差电流信号i
fbl
和第一阈值信号vk的预设的功率曲线上找到对应的第一阈值信号vk。该预设的功率曲线如图4所示，在第一电流区间(0
‑
i
fbl1
)内，第一阈值信号vk保持不变。在第二电流区间(i
fbl1
‑
i
fbl2
)内，第一阈值信号vk随着误差电流信号i
fbl
的增加而减小，在一些实施例中，第一阈值信号vk随着误差电流信号i
fbl
的增加而线性减小，应理解，其也可以是非线性减小。在第三电流区间，即误差电流信号i
fbl
大于第二电流i
fbl2
以后，第一阈值信号vk保持不变。应理解，该功率曲线可以根据实际电路的需要来设计，其形式不限于此。
72.此外，转换电路203根据误差电流信号i
fbl
和预设的功率曲线生成第一阈值信号vk的方式有很多种。例如，转换电路203可以将误差电流信号i
fbl
先转换为电压信号后，再根据该电压信号在对应的功率曲线上找到对应的第一阈值信号vk。此外，转换电路203还可以将误差电流信号i
fbl
与一参考信号的误差进行补偿后产生一补偿信号，再根据该补偿信号在对应的功率曲线上找到对应的第一阈值信号vk，本发明对此不作限制。应理解，转换电路203可以采用模拟电路或数字电路来实现该功率曲线的转化，在此不作限制。
73.应理解，当误差电流信号i
fbl
大于第二电流i
fbl2
时，第一阈值信号vk减小至最小值，此后第一阈值信号vk维持在最小值，从而电荷控制的窗口无法再改变，也即谐振变换器在电荷控制模式下达到了最低输出功率，从而无法再使用电荷控制方式来在需要更少的输出功率时进一步降低输出功率。因此本发明实施例通过引入前馈补偿的方式以通过改变开关频率来进一步减小输出功率，满足负载要求。
74.综上所述，在第一模式下(即第一阈值信号vk减小至最小值之前)，前馈电路201不产生前馈电流ic，电荷反馈电路202仅对表征谐振变换器的谐振电流的谐振电流采样信号
进行积分，以产生电荷反馈信号vch。在第二模式下(即第一阈值信号vk减小至最小值以后)，前馈电路201被使能以产生前馈电流ic，电荷反馈电路202对谐振电流采样信号和前馈电流ic共同积分，以产生电荷反馈信号vch。
75.图5给出了本发明实施例的前馈电路产生的前馈电流的波形图。从图中可以看出，在误差电流信号i
fbl
达到第二电流i
fbl2
之前，前馈电流ic并没有加入，也即该区间内，电荷反馈信号vch仅由积分电流i
int
决定。当误差电流信号i
fbl
大于第二电流i
fbl2
之后，前馈电流ic开始随着误差电流信号i
fbl
的增加而增加，在此前馈电流ic随着误差电流信号i
fbl
线性增加，应理解，其也可以非线性增加，本发明不对此作任何限制。由于误差电流信号i
fbl
与误差补偿信号vcp的变化趋势相反，因此前馈电流ic与误差补偿信号vcp的变化趋势相反，从而使得前馈电流ic的值随着所需输出功率的减小而增大。其中第二电流i
fbl2
为第一阈值信号vk减小至最小值时对应的误差电流信号i
fbl
的值。当误差电流信号i
fbl
达到最大电流阈值i
fbl,max
时，前馈电流ic此时增加至最大前馈电流ic,max，此后前馈电流ic保持最大前馈电流ic,max不变。
76.图6是本发明实施例的第一种控制电路的电路图。与图2中电路结构相同的元件具有相同的附图标记。以每个开关周期内，电流积分电路211仅在半个开关周期对谐振电流i
r
进行积分的控制方式为例进行说明。在第一模式下，即第一阈值信号vk减小至最小值之前，在每个开关周期内，控制电路21仅在半个开关周期内对表征谐振电流i
r
的积分电流i
int
进行积分以产生电荷反馈信号vch。在第二模式下，即第一阈值信号vk减小至最小值以后(i.e.，误差电流信号i
fbl
大于第二电流i
fbl2
以后)，在每个开关周期内，控制电路21仅在半个开关周期内对谐振电流i
r
进行前馈补偿，使得表征谐振电流i
r
的积分电流i
int
与前馈电流ic共同积分后产生电荷反馈信号vch。
77.具体地，电流采样电路211包括压控电流源30。压控电流源30的第一控制端接收谐振电流采样信号v
r
，第二控制端连接至参考地。压控电流源30受控于谐振电流采样信号v
r
以输出积分电流i
int
，其中积分电流i
int
跟随谐振电流i
r
变化。电流积分电路212包括积分电容c和开关k1，开关k1与积分电容c并联，积分电容c的第一端连接至压控电流源30的输出端，第二端连接至参考地。前馈电路201在误差电流信号i
fbl
大于第二电流i
fbl2
之后使能以产生前馈电流ic。当仅在功率管q1导通期间内对谐振电流进行积分时，前馈电流ic的方向为流入积分电容c的方向。在这种情况下，前馈电路201包括串联连接在内部电源和积分电容c的第一端的受控电流源31和开关k2，其中受控电流源31受误差电流信号i
fbl
控制，以在开关k2导通时产生随着误差电流信号i
fbl
的增大而增大的前馈电流ic。
78.当前馈电路201被使能以后，开关k1和k2的开关状态相反。当开关k1关断时，开关k2闭合，积分电容c对积分电流i
int
和前馈电流ic共同进行积分，并在其一端处产生电荷反馈信号vch。当开关k1导通时，积分电容c放电至零，不再对积分电流i
int
和前馈电流ic进行积分，从而电荷反馈信号vch箝位至低电平。应理解，通过控制开关k1的导通和关断，以控制积分的时间。具体地，开关k1在功率管q1导通时断开，在功率管q1关断时闭合，也即开关k1受驱动信号hg的反信号控制。同时，开关k2受驱动信号hg控制，其在功率管q1导通时闭合，在功率管q1关断时断开。因此电容c仅在驱动信号hg为高电平期间产生电荷反馈信号vch，当驱动信号hg为低电平时，电荷反馈信号vch被箝位至低电平，直至下一个周期功率管q1导通。作为一种替代实施例，应理解，开关k1和k2的控制可以有多种实现方式，能实现相同功
能的任何控制方式均适用于本实施例。此外，在功率管q2导通期间对谐振电流进行积分同样适用，此时前馈电流ic的方向为流出积分电容c的方向，也即前馈电路201包括并联连接在积分电容c两端的受控电流源和开关，其他原理与上述基本相同，在此不作说明。
79.驱动控制电路204包括比较电路和驱动电路32。比较电路用于生成控制功率管q1关断的信号，功率管q1在功率管q2关断后经死区时间开通。应理解，若是在功率管q2导通期间对谐振电流进行积分，则比较电路生成控制功率管q2关断的信号。在本实施例中，比较电路包括第一比较器cmp1，其一个输入端(例如，同相输入端)接收电荷反馈信号vch，另一个输入端(例如，反相输入端)接收转换电路203根据误差电流信号i
fbl
产生的第一阈值信号vk。当电荷反馈信号vch上升至大于第一阈值信号vk时，第一比较器cmp1产生有效的复位信号rst，驱动电路32根据复位信号res控制驱动信号hg由有效电平切换为无效电平，从而功率管q1关断。驱动电路32在功率管q1关断后经死区时间控制功率管q2导通。应理解，由于仅在半个开关周期对谐振电流进行积分，因此驱动控制电路204中包括计时电路，用于对功率管q1的导通时间进行计时，从而在功率管q2的导通时间等于功率管q1的导通时间时控制功率管q2关断，此后再经死区时间控制功率管q1开通，由此循环下去。
80.图7是本发明实施例的第二种控制电路的电路图。与图2中电路结构相同的元件具有相同的附图标记。以每个开关周期内，电流积分电路211在整个开关周期对谐振电流i
r
均进行积分的控制方式为例进行说明。在第一模式下，即第一阈值信号vk减小至最小值之前，在每个开关周期内均对积分电流i
int
进行积分以产生电荷反馈信号vch。在第二模式下，即第一阈值信号vk减小至最小值以后(例如，误差电流信号i
fbl
大于第二电流i
fbl2
以后)，在每个开关周期内，控制电路21在整个开关周期内对谐振电流i
r
进行前馈补偿，使得表征谐振电流i
r
的积分电流i
int
与前馈电流ic共同积分后产生电荷反馈信号vch。
81.具体地，电流采样电路211包括压控电流源30，其连接和功能与上一实施例中相同。电流积分电路212包括积分电容c，其第一端连接至压控电流源30的输出端，第二端连接至参考地。前馈电路201同样在误差电流信号i
fbl
大于第二电流i
fbl2
以后使能，与上一实施例不同的是，前馈电路201在此包括第一受控电流源和第二受控电流源，均产生相同的前馈电流ic，如上所述，第一和第二受控电流源在此均受误差电流信号i
fbl
控制产生随着误差电流信号i
fbl
的增加而增加的前馈电流ic。在此为了便于说明，将第一受控电流源产生的前馈电流标记为ic+，将第二受控电流源产生的前馈电流标记为ic
‑
，两者值相同。具体地，第一受控电流源与开关k3串联连接在内部电源和积分电容c的第一端，以在开关k3导通时产生流入积分电容c的前馈电流ic+，从而加快积分电流i
int
的正向积分，以更快地到达关断阈值。第二受控电流源与开关k4串联连接后与积分电容c并联，以在开关k4导通时产生流出积分电容c的前馈电流ic
‑
，从而加快积分电流i
int
的负向积分，以更快地到达开通阈值。其中，开关k3和k4的开关状态相反，开关k3受控于驱动信号hg，开关k4受控于驱动信号lg。
82.驱动控制电路204包括比较电路和rs触发器，与上一实施例不同的是，比较电路用于生成分别控制功率管q1开通和关断的信号。比较电路包括第二比较器cmp2和第三比较器cmp3。第二比较器cmp2的第一输入端(例如，同相输入端)接收电荷反馈信号vch，第二输入端(例如，反相输入端)接收第二阈值信号vth1，当电荷反馈信号vch上升至大于第二阈值信号vth1时，第二比较器cmp2输出有效的复位信号res，从而使得功率管q1关断。第三比较器cmp3的第一输入端(例如，同相输入端)接收第三阈值信号vth2，第二输入端(例如，反相输
入端)接收电荷反馈信号vch，当电荷反馈信号vch下降到小于第三阈值信号vth2时，第三比较器cmp3输出有效的置位信号set，以控制功率管q1导通。比较电路通过设置两个阈值信号控制电荷反馈信号vch的作用范围(即电荷反馈控制的窗口)，其中第二阈值信号vth1和第三阈值信号vth2均由转换电路203产生的第一阈值信号vk来产生。在一种实施例中，第二阈值信号vth1为偏置信号vcm和第一阈值信号vk的和(i.e.，vth1＝vcm+vk)，第三阈值信号vth2为偏置信号vcm和第一阈值信号vk的差(i.e.，vth2＝vcm
‑
vk)，其中偏置信号vcm用于给电荷反馈信号vch和第一阈值信号vk提供直流偏置，以使得电荷反馈信号vch在一个预定范围内变化。在一种实施例中，通过对谐振变换器的输入电压vin进行采样以产生偏置信号vcm(i.e.，vcm＝1/2vin)。在其他实施例中，可以通过电路内部其他电源提供一个偏置信号，以满足应用需求。
83.本实施中驱动控制电路204包括rs触发器。rs触发器的置位端s接收置位信号set，复位端r接收复位信号res，以产生控制功率管q1和q2的驱动信号hg和lg。应理解，为了增强驱动能力，驱动控制电路204还可以在rs触发器的输出端和功率管的控制端之间增加逻辑电路或其他形式电路，以更好地控制开关电路。
84.图8给出了本发明实施例的第二种控制电路的工作波形图。如图所示，在t0时刻之前，误差电流信号i
fbl
还没有大于第二电流i
fbl2
，因此尚未进行前馈补偿(图中前馈电流ic+和ic
‑
均为零)，仅对表征谐振电流的积分电流进行积分以产生电荷反馈信号vch，从而与第二阈值信号vth1和第三阈值信号vth2比较来控制功率管q1和q2的开关状态。
85.在t0时刻，电荷反馈信号vch下降至第三阈值信号vth2，驱动控制电路产生有效的置位信号，同时控制驱动信号gh由低电平切换为高电平，驱动信号gl由高电平切换为低电平(忽略死区)。在t0
‑
t1期间，误差电流信号i
fbl
增大，且大于i
fbl2
，同时，由于此阶段开关k3受控导通，因此前馈电流ic+起作用，与积分电流i
int
一起作用于积分电容c。从图中可以看出前馈电流ic+开始随着误差电流信号i
fbl
的增加而增加，误差电流信号i
fbl
增加至t1时刻，此后不再增加而维持不变，因此前馈电流ic+也维持不变。
86.此后，电荷反馈信号vch继续下降至最小值后上升，且由于前馈电流ic+的加入，电荷反馈信号vch相较于未加入前馈电流更快地上升至第二阈值信号vth1(在t2时刻)，此时驱动控制电路产生复位信号，以控制驱动信号gh由高电平切换为低电平，驱动信号gl由低电平切换为高电平。图中虚线给出了未加入前馈补偿的电荷反馈信号vch的波形，可以看出，加入了前馈补偿后，电荷反馈信号vch相比于加入前更快地到达第二阈值信号vth1，从而使得开关频率提高，从图中可以看出驱动信号gh的高电平持续时间(t0
‑
t2)相较于上一周期明显缩短。
87.在t2时刻之后，前馈电流ic
‑
开始起作用，与积分电流iint一起作用于积分电容c。电荷反馈信号vch继续上升至最大值后下降，在t3时刻，下降至第三阈值信号vth2，此时驱动控制电路产生置位信号，以控制驱动信号gh由低电平切换为高电平，驱动信号gl由高电平切换为低电平。图中虚线给出了未加入前馈补偿的电荷反馈信号vch的波形，可以看出，前馈电流ic
‑
的加入使得电荷反馈信号vch更快地下降至第三阈值信号vth2，从而使得开关频率提高，从图中可以看出驱动信号gl的高电平持续时间(t2
‑
t3)与上一周期相比明显缩短。综上所述，控制电路通过加入前馈补偿，以在需要更少的输出功率时提高开关频率来维持输出，因此控制电路也从电荷控制模式平滑过渡到等效频率控制模式。
88.以上以半桥llc谐振变换器为例进行说明，本领域技术人员应当理解，谐振变换器并不限于半桥拓扑，全桥谐振变换器也可以适用，此外，谐振单元也并不限于llc，其他谐振单元例如lcc等也同样适用。
89.综上所述，本发明实施例通过采样谐振电流送到控制电路进行积分以对谐振变换器进行电荷控制的基础上，引入前馈电流，将其与采样的谐振电流共同进行积分，从而能够在由于电荷控制达到最低输出功率时，进一步降低输出功率，从而使得谐振变换器由电荷控制平滑过渡至等效频率控制，进一步提高了系统效率，同时可以实现宽输出范围的应用。
90.以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。