一种双输入双升压无漏电流逆变器及其控制电路和方法

1.本发明属于电力电子变换器技术领域，更具体地说，涉及一种双输入双升压无漏电流逆变器及其控制电路和方法。


背景技术：

2.新能源发电系统的快速发展，对逆变器的性能要求也越来越高。并网逆变器作为电网和光伏阵列的主要接口设备，其性能决定着整个光伏发电系统的性能，追求高可靠性、高功率密度、高效率和高质量波形输出是逆变器的发展趋势。
3.传统桥式逆变器具有拓扑简单、成本较低的特点，因此得到广泛应用，但传统桥式逆变器没有升压功能，在新能源发电系统中需要两级式电路来实现并网或交流负载供电(即前级升压电路，后级全桥逆变器)，使用了较多器件，增加了电路的体积，损耗增大，降低了系统效率。同时系统存在漏电流问题，产生emi影响，对系统正常运行和人生安全都有影响，降低了系统的可靠性。
4.升压式逆变器是近年研究应用较多的一种逆变器拓扑，该拓扑通常复用升压和逆变单元，减少了开关管的数量，同时实现对分布式能源的升压与逆变功能，从而减少了系统的损耗，提高了系统的功率密度和效率。但这些拓扑升压能力较低，且结构本身存在漏电流问题，对系统的可靠性和安全性带来影响，一般需要增加保护电路如变压器或者共模电感实现电气隔离减少漏电流，或者对控制方法进行设计实现共模电压恒定来抑制漏电流。增加保护电路会给系统效率带来影响且提高了逆变器成本，而设计控制策略一般会比较复杂且不易实现。
5.中国发明专利申请，公开号：cn107834886a；公开日：2018年3月23日；公开了一种单级升压逆变器及其控制方法，该申请案在输入直流电源侧加入升压电感，不仅实现了升压，还解决了两级式电路复杂的特点，其不足之处在于，该逆变器对全桥逆变进行了大幅度的改变，出发点是为了实现逆变器的升压功能，但使用了较多的开关器件，增加了电路的体积，损耗增大，降低了逆变器的效率。
6.现有技术中多篇文献涉及双输入升压变器的研究，例如：1)论文名称为：《双boost逆变器半周期调制策略研究》，论文作者为：徐飞、汤雨等；发表在《中国电机工程学报》2014年12月，第34卷第36期上。2)论文名称为：《新型双boost逆变电源研究》，论文作者为：陈哲、崔玉龙；发表在《电力电子技术》2013年8月，第47卷第8期上。以上论文结构本身工作时均会产生漏电流，应用场景有限，无法满足广泛需求。


技术实现要素：

7.针对现有技术中存在的升压逆变器存在升压比低的问题，本发明提供了一种双输入双升压无漏电流逆变器及其控制电路和方法，采用双电源供电，可实现两个电源的无缝切换，保证逆变器正常运行，提高了系统的稳定性，可以获得更高的电压增益，且无漏电流问题。
8.为解决上述问题，本发明采用如下的技术方案。
9.一种双输入双升压无漏电流逆变器，包括开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4、开关管s5、开关管d1、开关管d2、电感l1、电容c1和电容c2；其中，
10.输入电源u
in1
的正极与电感l1一端连接，电感l1另一端与二极管d1阳极和开关管s1的a端相连；二极管d1阴极连接开关管s5的a端和电容c1的一端；
11.输入电源u
in2
的正极与二极管d2的阳极连接，二极管d2的阴极与电感l2的一端相连；电感l2的另一端连接开关管s2的a端和电容c2的一端，电容c2的另一端与开关管s3的c端和开关管s4的c端相连；
12.开关管s4的a端与开关管s5的c端相连，并接于节点a；
13.输入电源u
in1
的负极、开关管s1的c端、电容c1的另一端、输入电源u
in2
的负极、开关管s2的c端和开关管s3的a端均接于节点b；
14.节点a和b形成输出侧。
15.进一步的，逆变器还包括滤波器，节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端与负载或电网连接。
16.进一步的，开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4和开关管s5为igbt或mosefet。
17.进一步的，滤波器的输出侧电压作为反馈电压，与给定电压u
ref
相比较得到误差值，误差值经调节器调节后与三角波比较产生单极性半周期调制波形，将单极性半周期调制波形输入到开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4和开关管s5的b端。
18.进一步的，滤波器为滤波器i，滤波器i包括滤波电感l3，滤波电感l3一端与节点a连接，滤波电感l3另一端连接于节点b；滤波电感l3另一端和节点b形成滤波器i的输出侧。
19.进一步的，滤波器为滤波器ii，滤波器ii包括滤波电感l
30
和滤波电容c0，滤波电感l
30
一端与节点a连接，滤波电感l
30
另一端和滤波电容c0一端连接，滤波电容c0另一端连接于节点b，滤波电容c0一端和节点b形成滤波器ii的输出侧。
20.进一步的，滤波器为滤波器iii，滤波器iii包括滤波电感l
301
、滤波电感l
401
以及滤波电容c
01
；滤波电感l
301
一端与节点a连接，滤波电感l
301
另一端和滤波电感l
401
一端、滤波电容c
01
一端连接，滤波电容c
01
另一端连接于节点b，滤波电感l
401
另一端和节点b形成滤波器iii的输出侧。
21.一种双输入双升压无漏电流逆变器的控制方法，采用上述的一种双输入双升压无漏电流逆变器，采用单电压闭环控制方法，包括以下工作模态：
22.模态1：
23.开关管s1和开关管s5导通，开关管s2、开关管s3和开关管s4关断，二极管d1和二极管d2关断；输入电源u
in1
通过开关管s1给电感l1充电，电感l1电流i
l1
线性增加；电容c1通过开关管s5给输出侧节点a和b供电；输入电源u
in2
不工作，电容c2两端电压不变，进入下一个模态；
24.模态2：
25.开关管s3导通，开关管s1、开关管s2、开关管s4和开关管s5关断，二极管d1导通，二极管d2关断；输入电源u
in1
和电感l1通过二极管d1给电容c1充电，电感l1电流i
l1
线性减小；电容c2保持两端电压不变；滤波电感l3和负载通过开关管s3和开关管s4续流，滤波电感l3的电流i
l3
逐渐减小，进入下一个模态；
26.模态3：
27.开关管s3导通，开关管s1、开关管s2、开关管s4和开关管s5关断，二极管d1和二极管d2关断；输入电源u
in1
和输入电源u
in2
都不工作；电容c1和电容c2均保持两端电压不变；滤波电感l3和负载继续通过开关管s3和开关管s4续流，滤波电感l3的电流i
l3
继续减小，直到为零，进入下一个模态；
28.模态4：
29.开关管s2和开关管s4导通，开关管s1、开关管s3和开关管s5关断，二极管d1关断，二极管d2导通；输入电源u
in2
通过开关管s2和二极管d2给电感l2充电，电感l2电流i
l2
线性增加；电容c2通过开关管s2和开关管s4给输出侧节点b和a供电；输入电源u
in1
不工作，电容c1两端电压不变，进入下一个模态；
30.模态5：
31.开关管s4保持导通，开关管s1、开关管s2、开关管s3和开关管s5关断，二极管d1关断，二极管d2导通；输入电源u
in2
通过二极管d2、开关管s3反并联二极管和电感l2给电容c2充电，电感l2电流i
l2
线性减小；输入电源u
in1
不工作，滤波电感l3和负载通过开关管s3和开关管s4续流，滤波电感l3的电流i
l3
逐渐减小，进入下一个模态；
32.模态6：
33.开关管s4导通，开关管s1、开关管s2、开关管s3和开关管s5关断，二极管d1、d2关断；输入电源u
in1
和输入电源u
in2
都不工作；电容c1和电容c2均保持两端电压不变；滤波电感l3和负载继续通过开关管s3和开关管s4续流，滤波电感l3的电流i
l3
继续减小，直到为零，返回模态1。
34.进一步的，滤波器输出侧的电压与输入电源u
in1
的电压之比g：
[0035][0036]
，滤波器输出侧的电压与输入电源u
in2
的电压之比g：
[0037][0038]
，其中，u
om
为滤波器输出侧电压幅值；输入电源u
in1
和输入电源u
in2
的电压幅值相等均为u
in
；m为调制比；f为开关频率；r
o
为滤波器输出侧连接的负载或电网的阻抗等效值。
[0039]
相比于现有技术，本发明的有益效果为：
[0040]
(1)本发明的双输入双升压无漏电流逆变器，可以实现升压逆变，并有稳定的交流输出，可以达到较高的升压变比。
[0041]
(2)本发明的双输入双升压无漏电流逆变器，属于集成式逆变器，集成式逆变器显著减少了元件数量，降低了系统成本并提高了集成度，电路占用空间小。
[0042]
(3)本发明的双输入双升压无漏电流逆变器，具有较高的升压能力，通过控制开关管s1、s2、s3、s4、s5的导通与关断，实现升压和逆变的功能，将太阳能板的电压转换输出，具有电路组成元件减少，电路结构简单且电能转换效率较高等诸多优点。
[0043]
(4)本发明的双输入双升压无漏电流逆变器，克服了传统两级逆变器电路复杂的缺点，具有电路结构简单、控制方案简单、功率器件少、效率高、成本低，开关损耗小、工作寿
命长、集成度高等优点。
[0044]
(5)本发明的双输入双升压无漏电流逆变器，在传统两级串联的升压逆变器中，前级升压变换器的输出端需要设置滤波器，后级逆变器输出端也需要设置滤波器，滤波器占用空间大，且设计繁琐，无疑会增大整个电路的体积及电路设计成本，本技术的单级式升压逆变器创造性地克服了上述缺点，仅需单电感l滤波器，占用空间小。
[0045]
(6)本发明双输入双升压无漏电流逆变器，采用双电源供电，保证逆变器正常运行，提高了系统的稳定性，进一步提高了升压能力，可以获得更高的电压增益。
[0046]
(7)本发明双输入双升压无漏电流逆变器，采用双电源供电负端与负载中性点直接相连，相比一般双升压逆变器，本逆变器不用考虑漏电流问题，提高了系统的安全性。
附图说明
[0047]
图1是本发明的电路结构示意图；
[0048]
图2是图1的优选实施方式的电路结构示意图；
[0049]
图3是实施例2中的电路结构示意图；
[0050]
图4是实施例3中的电路结构示意图；
[0051]
图5是实施例4中的电路结构示意图；
[0052]
图6是本发明的开关管的b端输入的波形图；
[0053]
图7是工作模态1的工作状态示意图；
[0054]
图8是工作模态2的工作状态示意图；
[0055]
图9是工作模态3的工作状态示意图；
[0056]
图10是工作模态4的工作状态示意图；
[0057]
图11是工作模态5的工作状态示意图；
[0058]
图12是工作模态6的工作状态示意图；
[0059]
图13为本发明的正半周期的工作时序图；
[0060]
图14为本发明的负半周期的工作时序图；
[0061]
图15为选择使用滤波器i时电感l1的电流仿真波形图；
[0062]
图16为选择使用滤波器i时电感l2的电流仿真波形图；
[0063]
图17为选择使用滤波器i时滤波电感l3的电流仿真波形图；
[0064]
图18为选择使用滤波器i时输出电压u
o
的仿真波形图；
[0065]
图19为选择使用滤波器i时电容c1两端电压u
c1
的仿真波形图；
[0066]
图20为选择使用滤波器i时电容c2两端电压u
c2
的仿真波形图；
[0067]
图21为本发明的控制电路示意图。
具体实施方式
[0068]
下面结合具体实施例和附图对本发明进一步进行描述。
[0069]
实施例1
[0070]
如图1所示，本实施例提出了一种双输入双升压无漏电流逆变器，包括开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4、开关管s5、二极管d1、二极管d2、电感l1、电感l2、电感c1和电感c2；其中，输入电源u
in1
的一端连接电感l1一端，电感l1另一端与二极管d1阳极和开关管s1的a
端相连；二极管d1阴极连接开关管s5的a端和电容c1的一端；输入电源u
in2
的一端连接二极管d2的阳极，二极管d2的阴极与电感l2的一端相连；电感l2的另一端连接开关管s2的a端和电容c2的一端，电容c2的另一端与开关管s3的c端和开关管s4的c端相连；开关管s4的a端与开关管s5的c端相连，并接于节点a；输入电源u
in1
另一端、输入电源u
in2
另一端、开关管s1的c端、开关管s2的c端、开关管s3的a端与电容c1的另一端连接，并接于节点b；节点a和b形成输出侧。
[0071]
不同于现有技术中的升压变换器和逆变器的串联组合构成的升压逆变器，本技术的发明人创造性地提出了一种双输入双升压无漏电流逆变器，克服了传统两级逆变器结构复杂的缺点，同时双电源的设计大大增加了系统的稳定性。逆变时也完成了升压的过程，减少了元器件的数量，从而降低了开关损耗以及成本，且集成度高，体积小，升压变比高，无漏电流的产生，系统安全稳定性也增高。
[0072]
为了进一步滤除输出侧的谐波或杂波，本实施例基于实施例1的基础，如图2为图1的优选方式的结构示意图，节点a和b形成输出侧与滤波器的输入侧连接，滤波器的输出侧与负载或电网连接。滤波器的选择是多样的。
[0073]
滤波器输出侧电压记为输出电压u
o
，对应输出电压幅值为u
om
；开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4和开关管s5可以使用igbt，也可以使用mosefet等其他开关管。当使用igbt时，开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4和开关管s5的a端、b端和c端分别对应代表开关管的集电极、基极和发射极，当使用mosefet时，开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4和开关管s5的a端、b端和c端分别对应代表开关管的漏极、栅极和源极。
[0074]
本技术中的逆变器的输入电源u
in1
和输入电源u
in2
分别与直流电源连接，输入电源u
in1
的幅值和输入电源u
in2
的幅值相等，均可记作u
in
。直流电源的种类很多，可根据具体的应用方式、场景或领域而定，并不受本发明所列举的几种情况限定。
[0075]
本专利申请仅列举了几种有限的实施方式，根据实际应用的需要，可将本技术的技术方案广泛推广应用，比如光伏领域、储能电池领域，空调、电动工具、缝纫机、电视、洗衣机、抽油烟机、冰箱、风扇、照明等家用电器领域，或其他可以实施的场景领域。
[0076]
因汽车的普及率较高，外出工作或外出旅游即可用本技术提出的升压逆变器连接蓄电池带动电器及各种工具工作。通过点烟器输出的车载逆变是20w、40w、80w、120w到150w功率规格，将本技术的的升压逆变器制作成电源转换器，电源转换器的输入侧连接到点烟器输出侧，把家用电器连接到电源转换器的输出侧就能在汽车内使用各种电器。可使用的电器，如电动工具、车载冰箱及各种旅游、野营、医疗急救电器等；此时，点烟器作为的直流电源。
[0077]
实施例2
[0078]
本实施例涉及一种双输入双升压无漏电流逆变器的控制电路，基本结构同实施例1，滤波器选用滤波器i，如图3所示，图3为图2中滤波器选择使用滤波器i的电路拓扑结构示意图，滤波器i包括滤波电感l3，滤波电感l3一端与节点a连接，滤波电感l3另一端接于节点b；滤波电感l3另一端和节点b形成滤波器i的输出侧。
[0079]
实施例3
[0080]
本实施例涉及一种双输入双升压无漏电流逆变器的控制电路，基本结构同实施例1，滤波器选用滤波器ii，如图4所示，图4为图2中滤波器选择使用滤波器ii的电路拓扑结构示意图，滤波器ii包括滤波电感l
30
和滤波电容c0，滤波电感l
30
一端与节点a连接，滤波电感
l
30
另一端和滤波电容c0一端连接，滤波电容c0另一端连接于节点b，滤波电容c0一端和节点b形成滤波器ii的输出侧。
[0081]
实施例4
[0082]
本实施例涉及一种双输入双升压无漏电流逆变器的控制电路，基本结构同实施例1，滤波器选用滤波器iii，如图5所示，图5为图2中滤波器选择使用滤波器iii的电路拓扑结构示意图，滤波器iii包括滤波电感l
301
、滤波电感l
401
以及滤波电容c
o1
；滤波电感l
301
一端与节点a连接，滤波电感l
301
另一端和滤波电感l
401
一端、滤波电容c
o1
一端连接，滤波电容c
01
另一端连接于节点b，滤波电感l
401
另一端和节点b形成滤波器iii的输出侧。
[0083]
实施例5
[0084]
本实施例涉及一种双输入双升压无漏电流逆变器的控制电路，如图21所示，将滤波器的输出侧电压u
o
作为反馈电压，与给定电压u
ref
相比较得到误差值，误差值经调节器(可根据需要选择使用调节器的类型，附图21中给出的是pid调节器的示例，在实际运用可选择，pi，pd等不受本实施例及附图中所列举示例的限制)调节后与三角波比较产生脉冲信号，此脉冲信号为单极性半周期调制波形，将单极性半周期调制波形输入到开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4和开关管s5的b端，控制开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4和开关管s5的开通和关断。
[0085]
实施例6
[0086]
本实施例提出了一种双输入双升压无漏电流逆变器的控制方法，基本结构同实施例2，滤波器采用的是滤波器i，控制方法为单电压闭环控制，向开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4和开关管s5的门极输入控制信号，具体波形如图6所示，从上至下依次为开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4和开关管s5的门极输入信号。开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4和开关管s5的b端输入半周期单极性调制波形，工作模态如图7
‑
12所示，工作时序图如图13和图14所示，附图7
‑
12中同一线型为一个闭合回路，不同线型所形成的回路不同。在工作时，电感l1、电感l2、滤波电感l3的电流图分别如图15、图16和图17所示，滤波器i的输出电压如图18所示，电容c1和电容c2的电压图分别如图19和图20所示。
[0087]
如图7～图12所示，工作模态包括6个工作模态，其中，如图13所示，模态1～模态3为正半周期的工作时序图，正半周期的脉冲时间为t0～t3，t0～t1为模态1，t1～t2为模态2，t2～t3为模态3。如图14所示，模态4～模态6为负半周期的工作时序图，负半周期的脉冲时间为t4～t7，t4～t5为模态4，t5～t6为模态5，t6～t7为模态6。具体工作模态为：
[0088]
模态1(t0～t1)：
[0089]
如图7所示，开关管s1和开关管s5导通，开关管s2、开关管s3和开关管s4关断，二极管d1和二极管d2关断；输入电源u
in1
通过开关管s1给电感l1充电，电感l1电流i
l1
线性增加；电容c1通过开关管s5给输出侧节点a和b供电；滤波电感l3电流i
l3
增加，逆变器输出桥臂电压为电容c1两端电压u
c1
，此时输出电压幅值u
om
＝+mu
c1
，其中m为调制比；输入电源u
in2
不工作，电容c2两端电压不变。
[0090][0091]
i
l2
(t)＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0092][0093]
模态2(t1～t2)：
[0094]
如图8所示，开关管s3导通，开关管s1、开关管s2、开关管s4和开关管s5关断，二极管d1导通，二极管d2关断；输入电源u
in1
和电感l1通过二极管d1给电容c1充电，电流i
l1
线性减小；输入电源u
in2
不工作，电容c2保持两端电压不变；电感l3和负载通过开关管s3和s4续流，滤波电感l3的电流i
l3
逐渐减小，当电流i
l1
降为零时此模态结束。
[0095][0096]
i
l2
(t)＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0097][0098]
模态3(t2～t3)：
[0099]
如图9所示，开关管s3导通，开关管s1、开关管s2、开关管s4和开关管s5关断，二极管d1和二极管d2关断；输入电源u
in1
和输入电源u
in2
都不工作；电容c1和电容c2保持两端电压不变；电感l3和负载继续通过开关管s3和开关管s4续流，滤波电感l3的电流i
l3
继续减小，直到为零，进入下一个模态。
[0100]
i
l1
(t)＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0101]
i
l2
(t)＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0102][0103]
模态4(t4～t5)：
[0104]
如图10所示，开关管s2和开关管s4导通，开关管s1、开关管s3和开关管s5关断，二极管d1关断，二极管d2导通；输入电源u
in2
通过开关管s2和二极管d2给电感l2充电，电感l2电流i
l2
线性增加；电容c2通过开关管s2和开关管s4给输出侧节点b和a供电。滤波电感l3电流i
l3
增加，逆变器输出桥臂电压为电容c2两端电压u
c2
，此时输出电压幅值u
om
＝
‑
mu
c2
，其中m为调制比；输入电源u
in1
不工作，电容c1两端电压不变；
[0105]
i
l1
(t)＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0106][0107][0108]
模态5(t5～t6)：
[0109]
如图11所示，开关管s4保持导通，开关管s1、开关管s2、开关管s3和开关管s5关断，二极管d1关断，二极管d2导通；输入电源u
in2
通过二极管d2、开关管s3反并联二极管和电感l2给电容c2充电，电感电流i
l2
线性减小；输入电源u
in1
不工作，电容c1两端电压不变。电感l3和负载通过开关管s3和开关管s4续流，滤波电感l3的电流i
l3
逐渐减小，当电流i
l2
降为零时此模态结束。
[0110][0111][0112]
模态6(t6～t7)：
[0113]
如图12所示，开关管s4导通，开关管s1、开关管s2、开关管s3和开关管s5关断，二极管d1和二极管d2关断；输入电源u
in1
和输入电源u
in2
都不工作；电容c1和电容c2保持两端电压不变；滤波电感l3和负载继续通过开关管s3和开关管s4续流，滤波电感l3的电流i
l3
继续减小，直到为零，返回模态1。
[0114]
i
l1
(t)＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)
[0115]
i
l2
(t)＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(17)
[0116][0117]
为简化分析做如下假设：(1)电路中所有元件均为理想器件，即不考虑寄生参数的影响；(2)两组boost单元参数完全对称；(3)电容c1和电容c2足够大，在一个开关周期ts内其端电压u
c1
、u
c2
基本保持不变；(4)电源u
in1
和u
in2
完全相等。
[0118]
开关管s1在每个载波周期的占空比d
i
按正弦规律变化。即设在第i个载波周期，s1的占空比为d
i
，m为调制比，ω为正弦波的角频率。根据规则型对称采样规律，可得占空比为：
[0119]
d
i
＝m sin ωt
i
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(19)
[0120]
根据电感l1伏秒平衡得：
[0121]
u
in1
d
i
t
s
＝(u
c1
‑
u
in1
)d
′
i
t
s
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(20)
[0122]
开关管s2在每个载波周期的占空比d
i
按正弦规律变化。即设在第i个载波周期，s2的占空比为d
i
，m为调制比。根据规则型对称采样规律，可得占空比为：
[0123]
d
i
＝m sin ωt
i
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(21)
[0124]
根据电感l2伏秒平衡得：
[0125]
u
in2
d
i
t
s
＝(u
c2
‑
u
in2
)d
′
i
t
s
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(22)
[0126]
对于该逆变电路，如果忽略电路中所有器件损耗，则输入功率等于输出功率，从而可得：
[0127][0128]
其中，假设u
c1
＝u
c2
＝u
c
，u
in1
＝u
in2
＝u
in
，u
om
为逆变器输出电压的幅值，u
om
＝mu
c
；
[0129]
由于输入平均电流与电感平均电流相等，i
in
为输入平均电流。即：
[0130]
i
in1
＝i
l1
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(24)
[0131]
i
in2
＝i
l2
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(25)
[0132]
而电感l1上的电流平均值为：
[0133][0134]
其中i
l1p
＝u
in1
d
i
t
s
/l1，为电感l1的电流变化量；
[0135]
同理，电感l2上的电流平均值为：
[0136][0137]
其中i
l2p
＝u
in2
d
i
t
s
/l2，为电感l2的电流变化量；
[0138]
根据式(14)～(20)可解得：输入电压与直流母线电压的关系为：
[0139][0140]
其中，d
i
、d
i
取有效值，则则滤波器输出侧的电压与输入电源u
in1
的电压之比g：
[0141][0142]
，滤波器输出侧的电压与输入电源u
in2
的电压之比g：
[0143][0144]
其中，u
om
为输出侧电压幅值；输入电源u
in1
和输入电源u
in2
的电压幅值相等均为u
in
；m为调制比；t
s
为调制周期；r
o
为滤波器输出侧连接的负载或电网的阻抗等效值。
[0145]
为实现以上工作原理，本发明采用的是单电压闭环控制，选取输出电压作为反馈电压，乘以一定系数后与给定电压u
ref
相比较，误差值经调节器调节后与三角波比较产生脉冲信号控制开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4和开关管s5的开通与关断。
[0146]
经过比对，本实施例的一种双输入双升压无漏电流逆变器的工作原理不同于传统双升压逆变器和两级式升压逆变器，主要包括以下几点：
[0147]
采用双电源供电，系统运行更加可靠；
[0148]
两个电源负端与电网中性点直接相连，无漏电流问题；
[0149]
双电源同时供电时，可以获得更高的电压增益。
[0150]
除此之外，通过以上对本技术工作模态的详细分析，与传统的双升压逆变器相比，本技术的技术方案具有以下效果：
[0151]
本技术的技术方案在逆变的同时实现了升压的效果，克服了传统双升压逆变器可以逆变，升压比不高，且有漏电流的缺点，为了解决传统双升压逆变器有漏电流的问题，本技术的发明人创造性的提出了双升压逆变器，虽然也用到了传统的具有升压效果的boost电路结构，却实现了升压逆变的效果，升压比提高的同时也无漏电流的产生，是本领域的普通技术人员利用现有技术手段无法想到的。
[0152]
本技术的技术方案的模态1至模态3，与传统双升压逆变器相比，输出侧始终处于连续状态，输入侧(输入电源u
in1
和输入电源u
in2
)分别向电感l1和电感l2储能，电感l1和电感l2通过向输出侧输出能量，提高升压比，并进行逆变。
[0153]
传统的直流
‑
直流变换器和逆变器的两级组合也可以实现升压和逆变的效果，如
前级为boost变换器，后级为全桥逆变器，这种方案与本技术的技术方案对比存在以下技术问题：
[0154]
传统的直流
‑
直流变换器和逆变器的两级组合，需要考虑前级直流
‑
直流变换器输出端和后级逆变器的输入端之间匹配的问题，通常在两者之间增加滤波器，直流
‑
直流变换器和逆变器的两级组合，自身元器件数量较多，再加上用于调节两者匹配的滤波器，致使电路体积更大，且损耗也更大；而本技术技术方案的提出创造性的解决以上技术问题：与前者相比，本技术的电路结构中元器件较少，电路结构为一个整体，不存在匹配的问题，因此不需要使用用来匹配的滤波器，从而大幅度减少了占用的空间，降低了成本。
[0155]
传统的直流
‑
直流变换器和逆变器的两级组合，在控制电路上，常采用两个控制环路，分别用于控制前级直流
‑
直流变换器和后级逆变器，另外，两个控制电路在设计及控制使用时还需考虑控制效果上前级与后级匹配的问题，致使控制电路结构复杂，设计难度高，设计成本大，控制过程费时，操作不便；而本技术技术方案的提出创造性的解决了以上技术问题：鉴于本技术电路结构的特点，仅需要一个控制环路即可实现对电路的控制，不存在控制回路之间需要匹配的技术问题，简化了控制电路结构，降低了设计成本，控制过程便捷。
[0156]
传统的直流
‑
直流变换器和逆变器的两级组合，会产生漏电流问题，给系统性能和人身安全带来威胁，故常采用变压器来进行电气隔离，或采用共模电感或rc吸收电路减小漏电流，致使系统体积增大，效率降低；而本技术技术方案的提出创造性的解决了以上技术问题：鉴于本技术电路结构的特点，双电源负端与负载中性点直接相连，从结构上消除了漏电流的产生，无需外加器件，简化了电路，从根本上提高了系统的安全性。
[0157]
背景技术中涉及的公开号为cn107834886a的中国发明专利申请(简称现有技术1)，虽然也同时取得了逆变和升压的效果，但本技术的技术方案与之相比具有以下技术特点：
[0158]
现有技术1的模态1和模态2中的开关管s2、开关管s3交替导通，模态3和模态4中的开关管s4、开关管s5也是交替导通，均可能存在直通的情况，导致逆变失真甚至失败，控制算法上必须要加入死区时间，导致控制算法复杂，而本技术的技术方案不存在直通的情况，不需要增加死区时间，简化了控制算法。
[0159]
现有技术1的开关管的开关应力低，为电容c1两端电压；而本专利申请中的开关管的开关应力较大，是现有技术1的两倍，为电容c1和电容c2两者的电压之和。
[0160]
现有技术1中为减小电路体积，电容采用无极性电容，取值较小，而本技术的技术方案为维持电压稳定，电容c1和电容c2取值较大。
[0161]
为验证本实施例的技术效果，对各元器件进行了如表1所示的参数选型，在matalab上构建了电路拓扑结构，进行电路仿真，各个元器件对应的电压或电流的波形图，如图14～图19所示。
[0162]
表1 电路元器件参数选型
[0163]
[0164][0165]
本发明所述实例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明构思和范围进行限定，在不脱离本发明设计思想的前提下，本领域工程技术人员对本发明的技术方案作出的各种变形和改进，均应落入本发明的保护范围。