一种高压集成电路芯片、智能功率模块和电子设备的制作方法

1.本技术涉及igbt故障检测技术领域，特别是涉及一种高压集成电路芯片、智能功率模块和电子设备。


背景技术：

2.高压集成电路芯片的重要功能之一是实现对大功率mosfet或igbt器件的过流保护，防止电流过大而造成大功率mosfet或igbt器件的损坏。现有技术在hvic内集成vce检测及信号处理电路，同时，在hvic的外围设置有采样电阻、滤波电容、二极管等元器件，vce检测及信号处理电路通过外围元器件对igbt的集电极c与发射极e的饱和压降进行采样及信号处理。由于高压集成电路芯片为高度集成器件，在高压集成电路芯片的外围设置多个元器件，增加外围线路布线难度以及封装成本。


技术实现要素：

3.本技术至少提供一种高压集成电路芯片、智能功率模块和电子设备，以降低外围线路布线难度以及封装成本，实现过流检测阈值可调。
4.本技术第一方面提供了一种高压集成电路芯片，该高压集成电路芯片集成有过流保护电路，过流保护电路连接igbt器件，用于获取igbt器件的集电极和发射极之间的饱和电压以及参考电压，基于饱和电压和参考电压控制igbt器件的工作状态。
5.可选地，过流保护电路包括比较器、第一检测电路与电压源；
6.比较器的第一输入端通过第一检测电路连接igbt器件的集电极，第一检测电路基于饱和电压得到检测电压；
7.比较器的第二输入端连接电压源的正极，电压源的负极连接地电压，过流保护电路通过比较器的第二输入端得到参考电压。
8.可选地，过流保护电路包括比较器、第一检测电路与第一电流源；
9.比较器的第一输入端通过第一检测电路连接igbt器件的集电极，第一检测电路基于饱和电压得到检测电压；
10.比较器的第二输入端和第一电流源连接可调电阻的一端，可调电阻的另一端连接地电压，比较器的第二输入端通过可调电阻得到参考电压，可调电阻用于调整参考电压。
11.可选地，第一检测电路包括：
12.第一mos管，其第一端连接igbt器件的集电极，第一mos管的栅极连接第一mos管的第二端；
13.第一电阻，其一端连接第一mos管的第二端，另一端连接比较器的第一输入端。
14.可选地，过流保护电路还包括第二电流源，第二电流源连接比较器的第一输入端，用于控制第一mos管导通。
15.可选地，检测电压为饱和压降、第一mos管的导通压降与第一电压之和，第一电压为第一电阻根据第二电流源产生流经第一电阻的电流所产生的电压。
16.可选地，在检测电压大于参考电压，过流保护电路产生第一控制信号，高压集成电路芯片基于第一控制信号输出警报信号，并控制igbt器件停止工作。
17.可选地，过流保护电路还包括第二检测电路，第二检测电路的一端连接比较器的第一输入端，第二检测电路的另一端连接地电压，第二检测电路用于控制比较器的第一输入端的电压。
18.可选地，第二检测电路包括第二mos管，第二mos管的第一端连接比较器的第一输入端，第二mos管的第二端连接igbt器件的发射极，igbt器件的发射极与第二mos管的第二端进一步连接地电压。
19.可选地，igbt器件的门极接收第二控制信号，第二mos管的栅极接收第三控制信号，第二控制信号和第三控制信号的相位相反设置。
20.本技术第二方面提供了一种智能功率模块，包括如上述的高压集成电路芯片、igbt器件和可调电阻。
21.本技术第三方面提供了一种电子设备，包括如上述的智能功率模块。
22.本技术的有益效果是：区别于现有技术，本技术通过将对igbt器件进行过流保护的过流保护电路集成于高压集成电路芯片内，由过流保护电路直接获取igbt器件的集电极和发射极之间的饱和电压以及参考电压，实现对igbt器件的工作状态的监控，进而控制igbt器件的工作状态，减少igbt器件外围的元器件数量，降低外围线路的布线难度，同时降低封装成本。
23.应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，而非限制本技术。
附图说明
24.为了更清楚地说明本技术实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图，其中：
25.图1是本技术高压集成电路芯片一实施例的结构示意图；
26.图2是本技术过流保护电路一实施例的电路示意图；
27.图3是本技术过流保护电路另一实施例的电路示意图；
28.图4是本技术过流保护电路又一实施例的电路示意图；
29.图5是本技术过流保护电路的逻辑示意图；
30.图6是本技术智能功率模块一实施例的结构示意图；
31.图7是本技术电子设备一实施例的结构示意图。
具体实施方式
32.下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅用于解释本技术，而非对本技术的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本技术相关的部分而非全部结构。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的
所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。
33.本技术中的术语“第一”、“第二”等是用于区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。此外，术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其他步骤或单元。
34.另外，本说明书中所使用的术语“第一”或“第二”等用于指代编号或序数的术语仅用于描述目的，而不能理解为明示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”或“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本说明书的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个或更多个等，除非另有明确具体的限定。
35.智能功率模块(ipm，intelligent power module)是一种先进的功率开关器件，本质上是集成了功率器件及其驱动电路芯片的模块；ipm在能源管理领域起到其他集成电路难以企及的重要作用，器件性能直接影响能源系统的利用效率。
36.高压集成电路芯片(hvic，high voltage ic)则是ipm的核心芯片之一，其中，hvic主要实现智能功能，集成过流保护、温度保护、欠压保护、输入互锁、故障输出、软关断等功能。提高可靠性，提高hvic集成度，降低成本，使自身更安全稳定的同时，也更好地监控和保护功率系统安全稳定是hvic技术发展的趋势。
37.过流保护是hvic的重要功能之一，目的是防止大功率mosfet或igbt器件因为电流过大而造成损坏。当被驱动的负载发生过流时，应该及时关断负载以保护负载，故hvic应该具有过流保护功能，防止负载过流时驱动电路仍然工作。
38.igbt(insulated gate bipolar transistor，绝缘栅双极型晶体管)，是由bjt(双极型三极管)和mos(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件，兼有mosfet的高输入阻抗和gtr的低导通压降两方面的优点。
39.gtr饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大；mosfet驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。igbt综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低，非常适合应用于直流电压为600v及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。
40.其中，过流保护电路的关键是如何实现对功率管的电流取样，以igbt为例，通过集电极c与发射极e的饱和压降取样是常用方法之一。
41.现在技术中，hvic内集成vce检测及信号处理电路，同时，在hvic的外围设置有采样电阻、滤波电容、二极管等元器件，vce检测及信号处理电路通过外围元器件对igbt的集电极c与发射极e的饱和压降进行采样及信号处理。
42.由于hvic与ipm均为高度集成器件，在hvic的外围设置多个元器件，增加外围线路布线难度以及封装成本。本技术提供一种高压集成电路芯片，以降低外围线路布线难度以及封装成本，同时实现过流检测阈值的可调。
43.请参阅图1，图1是本技术高压集成电路芯片一实施例的结构示意图。如图1所示，高压集成电路芯片1集成有过流保护电路10与信号处理电路20，高压集成电路芯片1的外部设置有igbt器件2。
44.其中，过流保护电路10分别连接信号处理电路20、igbt器件2的集电极以及igbt器件2的发射极，信号处理电路20进一步连接信号处理电路20的栅极。
45.igbt器件2的集电极与igbt器件2的发射极并联一续流二极管，为igbt器件2提供一电流续流通路，防止igbt器件2的电流反向时，引起过电压损坏器件。
46.当集成有igbt器件2的智能功率模块运行时，不同的功率因数下igbt器件2与续流二极管的热损耗是不同的。具体表现如下：
47.1、当负载功率因数为1时，所有的负载电流都流过igbt器件2，续流二极管没有承担电流，在这种情况下，igbt器件2的导通损耗最大，续流二极管的导通损耗极小；
48.2、当负载功率因数为
‑
1时，所有的负载电流都流过续流二极管，igbt器件2没有承担电流，在这种情况下，续流二极管的导通损耗最大，igbt器件2的导通损耗极小。
49.可选地，当续流二极管的参数不够时，可以在igbt器件2的外部再并联二极管。例如igbt器件2内部的续流二极管导通压降较高，外部可以并联导通压降低的二极管以降低损耗。
50.过流保护电路10获取igbt器件2的集电极和发射极之间的饱和电压，并获取参考电压，基于饱和电压和参考电压控制igbt器件2的工作状态。
51.具体地，过流保护电路10基于饱和电压得到检测电压，比较检测电压和参考电压以产生第一控制信号，将第一控制信号输出至信号处理电路20；
52.信号处理电路20根据第一控制信号产生驱动控制信号，并将驱动控制信号输出至igbt器件2的门极，控制igbt器件2的工作状态。
53.可选地，信号处理电路20可包括滤波电路与驱控电路，通过滤波电路与驱控电路第一控制信号进行信号处理，以产生驱动控制信号。
54.其中，滤波电路用于对第一控制信号进行滤波处理；驱控电路接收滤波处理后的第一控制信号，产生驱动控制信号，并输出至igbt器件2的门极。
55.结合图1，进一步参阅图2，图2是本技术过流保护电路一实施例的电路示意图。如图2所示，过流保护电路10包括比较器11、第一检测电路12与电压源13。
56.比较器11的第一输入端v1通过第一检测电路12连接igbt器件2的集电极，第一检测电路12基于igbt器件2的集电极和发射极之间的饱和电压得到检测电压；
57.比较器11的第二输入端v2连接电压源131的正极，电压源131的负极连接地电压，过流保护电路10通过比较器11的第二输入端v2得到参考电压。
58.可选地，在本实施例中，比较器11的第一输入端v1为正向输入端，比较器11的第二输入端v2为反向输入端。可选地，在其他实施例中，比较器11的第一输入端v1可为反向输入端，比较器11的第二输入端v2可为正向输入端。
59.结合图1
‑
2，进一步参阅图3，图3是本技术过流保护电路另一实施例的电路示意图。如图3所示，第一检测电路12包括第一mos管d1和第一电阻r1。
60.第一mos管d1的第一端连接igbt器件2的集电极，第一mos管d1的栅极连接第一mos管d1的第二端。
61.第一电阻r1的一端连接第一mos管d1的第二端，第一电阻r1的另一端连接比较器11的第一输入端v1。其中，第一电阻r1为限流电阻，用于减小负载端电流，限制第一检测电路12电流的大小，以防电流过大烧坏所串联的比较器11。
62.可选地，在本实施例中，第一mos管d1为高压nmosfet，第一mos管d1的第一端为第一mos管d1的漏极，第一mos管d1的第二端为第一mos管d1的源极。本实施例通过使用高压mosfet作为第一mos管d1，有效防止igbt器件2过流，使得igbt器件2的集电极和发射极之间的饱和电压过大，导致过流保护电路10发生错误。
63.可选地，在其他实施例中，第一mos管d1可为高压pmosfet，或其他具有高导通压降的三极管或二极管。
64.如图3所示，过流保护电路10还包括第二电流源14，第二电流源14连接比较器11的第一输入端v1，用于控制第一mos管d1导通。
65.其中，第二电流源14为高压集成电路芯片1的内置电流源，第二电流源14向第一检测电路12输出电流，电流经第一电阻r1传输至第一mos管d1的栅极，控制第一mos管d1导通，以使第一检测电路12导通。
66.具体地，比较器11的第一输入端v1通过第一检测电路12获取检测电压，检测电压具体的计算公式如下：
67.v1＝v
cesat
+v
f
+i1*r168.其中，v1为检测电压，v
cesat
为igbt器件2的集电极和发射极之间的饱和电压，v
f
为第一mos管d1的导通压降，i1为第二电流源14输出的电流，r1为第一电阻r1，i1与r1的乘积为第一电压，具体为第一电阻r1根据第二电流源14产生流经第一电阻r1的电流所产生的电压，则检测电压为igbt器件2的集电极和发射极之间的饱和电压、第一mos管d1的导通压降与第一电压之和。
69.比较器11的第二输入端v2得到参考电压后，比较器11将参考电压与比较器11的第一输入端v1获取的检测电压进行比较。
70.由于igbt器件2的集电极和发射极之间的饱和电压与流经igbt器件2的电流呈正相关，随着igbt器件2的电流增加，igbt器件2的集电极和发射极之间的饱和电压增大，比较器11的第一输入端v1获取的检测电压增大。
71.当检测电压大于参考电压时，比较器11产生第一控制信号，并将第一控制信号输出至信号处理电路20，信号处理电路20根据第一控制信号产生驱动控制信号，并将驱动控制信号输出至igbt器件2的门极，控制igbt器件2停止工作，进而控制高压集成电路芯片1停止工作。
72.同时，高压集成电路芯片1基于第一控制信号输出警报信号，提示igbt器件2为过流状态。其中，igbt器件2的工作电流过大或igbt器件2短路均可导致igbt器件2出现过流状态。
73.当本实施例高压集成电路芯片1提示igbt器件2为过流状态时，可对igbt器件2进一步检测，判断igbt器件2产生过流的原因，防止导致继续使用短路的igbt器件2，进一步损坏高压集成电路芯片1。
74.如图3所示，过流保护电路10还包括第二检测电路15，第二检测电路15的一端连接比较器11的第一输入端v1，第二检测电路15的另一端连接地电压，第二检测电路15用于控制比较器11的第一输入端v1的电压。
75.具体地，第二检测电路15包括第二mos管d2，第二mos管d2的第一端连接比较器11的第一输入端v1，第二mos管d2的第二端连接igbt器件2的发射极，igbt器件的发射极与第
二mos管d2的第二端进一步连接地电压。
76.可选地，在本实施例中，第二mos管d2为nmosfet，第二mos管d2的第一端为第二mos管d2的源极，第二mos管d2的第二端为第二mos管d2的漏极。
77.当第二mos管d2导通时，比较器11的第一输入端v1的电压拉低至地电压；当第二mos管d2截止时，比较器11的第一输入端v1的电压为检测电压。
78.igbt器件2的门极接收第二控制信号v
in
，第二mos管d2的栅极接收第三控制信号vt，第二控制信号v
in
和第三控制信号vt的相位相反设置。
79.可选地，第二mos管d2的栅极与igbt器件2的门极与驱控电路连接，且驱控电路与第二mos管d2的栅极之间，或驱控电路与igbt器件2的门极设置有一反相器，使得同一控制信号传输至第二mos管d2与igbt器件2时，其相位相反。
80.其中，反相器可为ttl与非门反相器、pmos反相器、nmos反相器、静态cmos反相器、饱和负载数字反相器、三极管反相器或开关反相器等。
81.具体地，当第二控制信号v
in
为低电平，第三控制信号vt为高电平，igbt器件2截止，第二mos管d2导通，比较器11的第一输入端v1的电压为地电压，过流保护电路10停止工作；
82.当第二控制信号v
in
为高电平，第三控制信号vt为低电平，igbt器件2导通，第二mos管d2截止，比较器11的第一输入端v1的电压为检测电压，过流保护电路10开始工作。
83.其中，第二mos管d2为低压mosfet，第二mos管d2的导通压降较小，具有较快的响应速度，提高过流保护电路10的响应速度。
84.结合图1
‑
3，进一步参阅图4，图4是本技术过流保护电路又一实施例的电路示意图。如图4所示，区别于上述实施例，本实施例过流保护电路10包括第一电流源132，且高压集成电路芯片的外部进一步设置有可调电阻3。其中，可调电阻3分别与过流保护电路10和igbt器件2的发射极。
85.具体地，如图4所示，比较器11的第二输入端v2和第一电流源132连接可调电阻3的一端，可调电阻3的另一端连接地电压，比较器11的第二输入端v2通过可调电阻3得到参考电压。其中，igbt器件2的发射极连接可调电阻3的另一端，进一步连接地电压。
86.其中，可调电阻3用于调整参考电压，本实施例可通过调节可调电阻3的阻值，以调节参考电压的大小，以使比较器11的第二输入端v2接收具有所需电压值的参考电压。
87.可选地，在本实施例中，第二电流源14与第一电流源132为独立设置的两个电流源，且第二电流源14与第一电流源132均为高压集成电路芯片1的内置电流源，利用高压集成电路芯片1的内置电流源提供电流，以获取参考电压与检测，无需设置外设电流源，减少电子元器件，提高集成度。
88.其中，第二电流源14与第一电流源132提供的电流大小可相同或不相同，根据高压集成电路芯片1的内置电流源进行选择。
89.可选地，在其他实施例中，第二电流源14与第一电流源132可为同一内置电流源，由该内置电流源引出两路电流，分别流经第一检测电路12与可调电阻3。
90.如图4所示，第一电流源132连接比较器11的第二输入端v2和可调电阻3的一端。第一电流源132为可调电阻3提供电流，电流流经可调电阻3，使可调电阻3两端的产生电压差。比较器11的第二输入端v2获取可调电阻3两端的电压差，即获取参考电压。
91.其中，第一电流源132为定值电流源，向可调电阻3提供的电流为额定电流，而可调
电阻3可以调节电阻值，则参考电压为可变值。
92.由于igbt器件2导通时，工作电流流经igbt器件2，使得igbt器件2的集电极和发射极之间产生饱和压降，而饱和压降与工作电流的大小正相关，饱和压降随着工作电流的增大而增大，即igbt器件2的集电极和发射极之间的饱和电压随着工作电流的增大而增大。同时，不同型号的igbt器件2的额定工作电流也不相同。
93.本实施例根据igbt器件2的额定工作电流可得到对应的饱和电压，并计算得到实现过流保护的所需参考电压值，进一步计算得到所需的可调电阻3的阻值。因此，本实施例可通过调节可调电阻3的阻值，以对不同过流电流的检测。
94.可选地，可调电阻3可为可拆卸的定值电阻，通过将所需电阻阻值的定值电阻与比较器11和电压连接，实现对预设额定工作电流的igbt器件2进行过流检测。可选地，可调电阻3还可为可变电阻器，无需拆卸可调电阻3，可直接调节可调电阻3的阻值。
95.结合图1
‑
4，进一步参阅图5，图5是本技术过流保护电路的逻辑示意图，过流保护电路10的逻辑变化如图5所示。
96.(1)在0
‑
t1时间段，第三控制信号vt为高电平，第二mos管d2导通，比较器11的第一输入端v1的电压v1为地电压，即v1为低电平；
97.此时与第三控制信号vt相位相反设置的第二控制信号v
in
为低电平，igbt器件2处于截止状态，流过igbt器件2的电流i为小电流，igbt器件2的集电极和发射极之间的饱和电压v
cesat
为低电平；
98.比较器11比较第一输入端v1的电压v1与参考电压v
ref
，第一输入端v1的电压v1小于参考电压v
ref
，比较器11输出的第一控制信号v
out
为低电平。
99.(2)在t1时刻，第三控制信号vt由高电平变化为低电平，第二mos管d2截止，比较器11的第一输入端v1的电压v1开始增大；
100.此时与第二控制信号vt相位相反设置的第二控制信号v
in
为高电平，igbt器件2导通，流过igbt器件2的电流i仍为小电流，igbt器件2的集电极和发射极之间的饱和电压v
cesat
为低电平；
101.比较器11比较比较器11的第一输入端v1的电压v1与参考电压vref，比较器11的第一输入端v1的电压v1小于参考电压vref，比较器11输出的第一控制信号v
out
为低电平。
102.(3)在t1
‑
t2时间段，第三控制信号vt保持低电平不变，比较器11的第一输入端v1的电压v1从地电压增大至检测电压；
103.(4)在t2
‑
t3时间段，igbt器件2保持正常工作状态不变，检测电压始终小于参考电压，比较器11输出的第一控制信号v
out
保持低电平不变。
104.(5)在t3
‑
t4时间段，流经igbt器件2的电流增大，使得igbt器件2的集电极和发射极之间的饱和电压v
cesat
增大，进而使检测电压进一步增大，增大后的检测电压大于参考电压vref，比较器11输出的第一控制信号v
out
由低电平转化为高电平；
105.信号处理电路20接收高电平信号，并产生驱动控制信号，控制igbt器件2停止工作，以使流过igbt器件2的电流i逐渐减小，进而使得igbt器件2的集电极和发射极之间的饱和电压v
cesat
和检测电压同步减小；
106.当电流i逐渐减小至0时，igbt器件2截止，比较器11输出的第一控制信号v
out
由高电平转化为低电平。
107.本实施例高压集成电路芯片1通过将第二控制信号v
in
和第三控制信号vt的相位相反设置，使得igbt器件2处于截止状态时过流保护电路10停止工作，igbt器件2处于导通状态时过流保护电路10开始工作，能够减少高压集成电路芯片1的功率损耗。
108.同时，本实施例高压集成电路芯片1通过比较器11实时获取检测电压，并与参考电压进行比较，实时监控igbt器件2的工作状态，避免igbt器件2长时间处于过流状态。
109.如图3和图4所示，过流保护电路10还包括滤波电容c1，滤波电容c1的一端连接第二mos管d2的第一端，滤波电容c1的另一端连接第二mos管d2的第二端。滤波电容c1用于消除igbt器件2开关状态切换所产生的电流噪音或过冲带来的干扰。
110.具体地，滤波电容c1为前沿消隐电容，滤波电容c1的前沿消隐时间与参考电压相关，滤波电容c1的前沿消隐时间的计算公式具体如下：
111.t1＝c1*(v
ref
/i1)
112.其中，t1为滤波电容c1的前沿消隐时间，c1为滤波电容c1的电容值，vref为参考电压。
113.可选地，滤波电容c1的一端连接第一电流源132，另一端连接igbt器件2的发射极，并进一步接地，具体可通过高压集成电路芯片1上的接地端口gnd实现接地。
114.本技术将过流保护电路10设置于高压集成电路芯片1内，由过流保护电路10直接获取igbt器件2的集电极和发射极之间的饱和电压以及参考电压，基于饱和电压得到检测电压，通过比较饱和电压和参考电压，判断igbt器件2的工作状态；当判断igbt器件2处于过流状态时，输出驱动控制信号控制igbt器件2停止工作，进而控制高压集成电路芯片1停止工作。
115.一方面，本技术通过将过流保护电路10集成于高压集成电路芯片1内，在满足高压集成电路芯片1具有过流保护功能，减少igbt器件2外围的元器件数量，降低高压集成电路芯片1的外围线路布线的难度，进一步提高集成度，减小智能功率模块的大小以及降低封装成本。
116.另一方面，本技术通过调节设置于高压集成电路芯片1外围的可调电阻3的阻值，改变参考电压，实现过流检测阈值的可调，满足对不同额定电流下的igbt器件2的过流检测的需求，提高智能功率模块的适用性。
117.本技术还提供一种智能功率模块，请参阅图6，图6是本技术智能功率模块一实施例的结构示意图，如图6所示，智能功率模块70包括高压集成电路芯片71、igbt器件72和可调电阻73，该高压集成电路芯片71为上述实施例所揭示的高压集成电路芯片1，该igbt器件72为上述实施例所揭示的igbt器件2，该可调电阻73为上述实施例所揭示的可调电阻3，在此不再赘述。
118.高压集成电路芯片71分别连接可调电阻的一端和igbt器件72的集电极与门极，可调电阻73连接igbt器件72的发射极，通过获取igbt器件72的集电极与发射极之间的饱和电压，对igbt器件72进行过流监控。
119.当igbt器件72过流时，高压集成电路芯片71输出驱控信号至igbt器件72的门极，以控制igbt器件72停止工作，进而控制智能功率模块70与高压集成电路芯片71停止工作。
120.本技术智能功率模块70仅在高压集成电路芯片71的外围设置一可调电阻73，由高压集成电路芯片71直接获取igbt器件72的集电极和发射极之间的饱和电压，以实现过流保
护，无需额外设置采样电阻，降低高压集成电路芯片71的外围线路布线的难度，进一步提高集成度，减小智能功率模块70的大小以及封装的成本。
121.另一方面，智能功率模块70通过调节可调电阻73的阻值，即可实现过流检测阈值的可调，满足对不同额定电流下的igbt器件72的过流检测的需求，使智能功率模块70应用于不同的过流电流检测要求的场景，提高智能功率模块70的适用性。
122.本技术还提供一种电子设备，请参阅图7，图7是本技术电子设备一实施例的结构示意图，如图7所示，电子设备80包括智能功率模块81，该智能功率模块81为上述实施例所揭示的智能功率模块70，在此不再赘述。
123.具体而言，智能功率模块81多方面应用于能源管理领域，其中家用电器中的能源系统为最常见的能源管理领域，因此，电子设备80可以为任意一种家用电器。
124.电子设备80可能是制冷电器，例如家用冰箱、冷饮机等。电子设备80可能是空调器，例如空调、冷热风器、电扇等。电子设备80可能是清洁电器，例如洗衣机、干衣机、吸尘器等。电子设备80可能是厨房电器，例如电饭煲、微波炉、电烤箱等。电子设备80可能是电暖器具，例如电热毯、电热服、空间加热器等。电子设备80可能是声像电器，例如投影仪、电视机、录像机等。
125.具体以家用冰箱为例，当家用冰箱发生过流时，智能功率模块81输出警报信号并及时关断家用冰箱，防止家用冰箱损坏。同时，智能功率模块81实时监控家用冰箱的工作状态，提高家用冰箱工作系统的可靠性。
126.以上所述仅为本技术的实施方式，并非因此限制本技术的专利范围，凡是利用本技术说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本技术的专利保护范围内。