一种高升压比DC-DC升压电路的制作方法

一种高升压比dc
‑
dc升压电路
技术领域
1.本发明涉及一种升压电路，具体涉及一种高升压比dc
‑
dc升压电路。


背景技术：

2.boost升压电路是一种常见的开关直流升压电路，通过开关器件的导通和关断，来控制电感存储和释放能量，使输出电压高于输入电压，实现升压。
3.目前，通过调节boost升压电路中dc
‑
dc升压芯片占空比可实现升压变换，升压比理论上可以在1～∞范围内变化，但随着占空比的增加，导致二极管的反向恢复损耗和开关管的开关损耗增大，会使系统效率降低，实际应用中，升压芯片的升压比一般在4左右，无法满足器件对高升压比的需求。传统的高升压比直流转换装置，为非隔离boost升压变换器，在高输出电压场合，由于寄生参数的影响，也不可能达到很高的输入输出电压比。
4.另一种传统的高升压比直流转换装置是反激式升压电路，即常说的flyback升压电路，该电路虽然可以实现高的升压比，但是其必须用到变压器及隔离装置，导致该电路体积大，输出电压纹波大，在那些不需要隔离或体积要求较小的应用场合，通过变压器升压就不是一个很好的选择。


技术实现要素：

5.为了克服传统boost升压电路及非隔离boost升压变换器无法实现高升压比的问题，本发明结合boost升压电路及电荷泵电路，提出一种高升压比dc
‑
dc升压电路。相对传统dc
‑
dc升压芯片与非隔离boost升压变换器，本发明升压电路具有较高升压比，相对反激式升压电路，本发明升压电路体积小，输出电压波纹小。
6.本发明的技术方案是提供一种高升压比dc
‑
dc升压电路，其特殊之处在于：包括boost升压电路与二极管电荷泵电路；
7.上述boost升压电路包括dc
‑
dc升压芯片、电感l1、电阻r1、电阻r2、输入滤波电容c9及输出滤波电容c10；
8.上述dc
‑
dc升压芯片的vin引脚与电源输入相连接；
9.上述电感l1的一端与dc
‑
dc升压芯片的vin引脚相连接，另一端与dc
‑
dc升压芯片的sw引脚相连接；
10.上述二极管电荷泵电路串接在dc
‑
dc升压芯片的sw引脚与负载之间，通过电感l1及dc
‑
dc升压芯片的sw引脚，给二极管电荷泵电路进行充放电，提升电压比；
11.上述电阻r1的一端与二极管电荷泵电路输出端连接，另一端与电阻r2一端相连接，电阻r2另一端接地；
12.上述电阻r1和电阻r2的共联端，连接至dc
‑
dc升压芯片的fb引脚；
13.上述输入滤波电容c9一端接电源输入，另一端接地；
14.上述输出滤波电容c10一端接二极管电荷泵电路的输出端，另一端接地。
15.进一步地，二极管电荷泵电路包括n个二极管与n
‑
1个电容，其中n为大于等于2的
封装。
27.进一步地，为了实现精确实时调节电压，上述升压电路还包括运放u2与电阻r3及电阻r4；上述运放u2的正向输入端与电阻r1和电阻r2共联端相连，反向输入端通过电阻r3与控制器dac接口相连接，输出端与dc
‑
dc升压芯片fb端口连接；电阻r4跨接在运放u2的输出和反向输入端。
28.为了进一步地减小升压电路的体积，运放封装可以选取sot23
‑
5等封装。
29.本发明的有益效果是：
30.1、本发明将boost升压电路与电荷泵电路结合，通过电感存储及释放能量与电容充放电组成的二级储能方式，在给定很小的输入电压下，就可实现由小电压升至高电压，升压比可达40左右，有效的提升了电压升压比。
31.2、本发明采用的boost升压电路与电荷泵电路的体积较小，目前dc
‑
dc升压芯片及运放封装都可以做到sot23
‑
5，甚至更小，选取集成多个二极管的器件类型，加上有限的电阻电容电感分立器件，整个电路的尺寸可以做到很小，节省了板上空间，输出电压波纹小，所需器件成本可控。
32.3、在高压驱动mems振镜应用过程中，由于频率漂移等原因，会导致振镜的幅值和相位发生微小偏移，此时需要通过微调驱动电压，使振镜的振动位置发生微小改变，进而补偿幅值和相位发生的微小偏移，使得振镜工作在期望的位置。一般通过改变dc
‑
dc升压芯片的外部分压电阻，可以达到这种目的。但是，频繁更换电阻，会耗时耗力，而且不一定能找到合适的电阻，去调节预期的电压；对于微小的电压调节，电阻精度不够的情况下，也难以达到预期目标；同时在振镜工作过程中，因无法更换电阻，所以不能根据需求对电压进行实时调节。
33.本发明通过将boost升压电路与电荷泵电路结合，并增设运放，在选定dc
‑
dc升压芯片的情况下，芯片的v
fb
是定值，选取合适的r1，r2，r3，r4，即r1，r2，r3，r4为已知定量，这样，通过调节dac控制器的值，即可改变此升压电路的输出电压v
out
，即能够实现高的升压比又可以达到动态调节输出电压的目的。
附图说明
34.图1为实施例一的dc
‑
dc升压电路；
35.图2为实施例二的dc
‑
dc升压电路；
36.图3为实施例三的dc
‑
dc升压电路；
37.图4为实施例四的dc
‑
dc升压电路；
38.图5为简化的一种控制器接口；
39.图6为实施例一的dc
‑
dc升压电路波形图；
具体实施方式
40.为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式做详细的说明，显然所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明的保护的范围。
41.在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
42.其次，此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本发明至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实施例。
43.再其次，本发明结合示意图进行详细描述，在详述本发明实施例时，为便于说明，示意图只是示例，其在此不应限制本发明保护的范围。此外，在实际制作中应包含长度、宽度及深度的三维空间尺寸。
44.同时在本发明的描述中，需要说明的是，术语“第一、第二或第n”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
45.本发明中除非另有明确的规定和限定，术语“相连、连接”应做广义理解，可以是机械连接、电连接或直接连接，也可以通过中间媒介间接相连，也可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
46.实施例一
47.从图1可以看出，本实施例，高升压比dc
‑
dc升压电路，包括boost升压电路与二极管电荷泵电路。本实施例中二极管电荷泵电路包括8个二极管与7个跨接电容；在其他实施例中，可以根据负载端所需目标电压，选取合适数量的二极管。本实施例中每增加两个二极管与两个电容，可将与dc
‑
dc升压芯片sw引脚引脚相连的二极管负极的电压翻倍。本实施例boost升压电路，包括dc
‑
dc升压芯片u1，电感l1，反馈电阻r1和r2，输入滤波电容c9及输出滤波电容c10。
48.输入滤波电容c9一端与电源输入相连，另一端接地；输出滤波电容c10，一端与二极管电荷泵电路输出端相连，另一端接地。电感l1的一端与dc
‑
dc升压芯片u1的vin引脚相连，另一端与dc
‑
dc升压芯片u1的sw引脚相连。电阻r1的一端与二极管电荷泵电路的输出端连接，另一端与电阻r2一端相连接，电阻r2另一端接地；电阻r1和电阻r2的共联端，连接至dc
‑
dc升压芯片的fb引脚。
49.二极管d1到d8依次串联后，串接在dc
‑
dc升压芯片的sw引脚到负载之间；从图1中可以看出，二极管d1的正极与dc
‑
dc升压芯片的sw引脚相连，负极与二极管d2的正极连接，二极管d2的负极与二极管d3的正极连接，依次类推，二极管d8的正极与二极管d7的负极相连，负极与电阻r1的一端连接。
50.跨接电容c1到c7，跨接在二极管d1到d8两端；从图1中可以看出，跨接电容c1的一端与dc
‑
dc升压芯片的sw引脚相连，另外一端与二极管d2的负极相连，即电容c1跨接在二极管d1和d2上；跨接电容c2的一端与二极管d2的正极连接，另一端与二极管d3的负极相连，即电容c2跨接在二极管d2和d3上；以此类推，跨接电容c7的与二极管d7的正极相连，另一端与二极管d8的负极相连，即跨接在二极管d7和d8上。
51.电路具体工作原理如下：
52.boost升压电路，通过电感储能及sw开关引脚，给二极管电荷泵电路进行充放电，当dc
‑
dc升压芯片的sw引脚为低电平时，电源给电感l1进行储能，dc
‑
dc升压芯片的sw引脚切换为高电平时，电感l1释放能量，通过与电容c1共连引脚，给电容c1充电，二极管d1至d
n
正向偏置，并对跨接在二极管两端的电容进行充电；sw再次切换为低电平时，电感储能，由于二极管的单向导通性，电容两端电压不能突变，使得电容c1与二极管d2负极相连一端电压，为电感释放的能量加上电源电压，电容c2与二极管d1负极相连一端电压为电感释放的能量加上电源电压，电容c2与二极管d3负极相连一端的电压提升一定的倍数；依次类推，每隔两个二极管，电压就会提升一定的倍数；如图6所示，为本实施例的dc
‑
dc升压电路波形图，图中附图标记1所指示的波形为电容c2与二极管d1负极相连端的电压波形，附图标记2所指示的波形为电容c1与二极管d2负极相连端的电压波形，附图标记3所指示的波形为电容c2与二极管d3负极相连端电压波形，附图标记4所指示的波形为电容c3与二极管d4负极相连端的电压波形，从图中也可以看出，本实施例每隔两个二极管，电压就会提升一定的倍数。
53.通过电荷泵，将boost输出电压提升，使boost升压电路的输出比原有提升一定的倍数，但不影响boost升压的效率。二极管电荷泵电路的输出电压由dc
‑
dc升压芯片的fb引脚检测。
54.输出电压的具体计算方式如下：
55.v
out
＝v
fb
*(1+r1/r2)
56.实施例二
57.如图2所示，本实施例在实施例一的基础上，在dc
‑
dc升压芯片的fb引脚上，增加运放u2及电阻r3，r4；
58.从图2可以看出，运放u2正向端输入与r1和r2共联端相连接，反向端输入端与控制器dac接口相连(可采用图5所示的控制器dac接口)，输出端与dc
‑
dc升压芯片的fb引脚相连接，电阻r3串接在反向输入端与控制器dac接口之间，r4跨接在运放输出和反向输入端，其中，反相输入端连接点为电阻r3靠近反向端输入的一端。
59.结合运放特性，可推导增加运放之后，此电路的输出电压v
out
为：
60.v
out
＝(1+r1/r2)*(v
fb
+v
dac
*r4/r3)/(1+r4/r3)
61.在选定dc
‑
dc升压芯片的情况下，芯片的v
fb
是定值，选取合适的r1，r2，r3，r4，即r1，r2，r3，r4为已知定量，这样，通过调节dac的值，即可改变此升压电路的输出电压v
out
，达到调节输出电压的目的。在输入为5v，v
fb
＝1.23v条件下，选取r1＝1m，r2＝10.5k，r3＝12k，r4＝10k，则v
out
＝43.74*v
dac
+64.567；通过调节v
dac
的值，可使最大输出电压在200v以上，升压比可达40左右，有效提升了电压升压比。
62.现有技术下，dc
‑
dc升压芯片及运放封装都可以做到sot23
‑
5，甚至更小，本发明分立的二极管数量虽然多，但也可以选取集成多个二极管的器件类型，也可选取集成式的sot23
‑
6等小封装，加上有限的电阻电容电感分立器件，整个电路的尺寸可以做到很小，节省了板上空间。
63.实施例三
64.如图3所示，本实施例采用与实施例一和二不同的二极管电荷泵电路，本实施例二极管电荷泵电路也包括8个二极管与7个电容；在其他实施例中，可以根据负载端所需目标电压，选取合适数量的二极管。本实施例中每增加两个二极管与两个电容，也可将与dc
‑
dc升压芯片sw引脚引脚相连的二极管负极的电压翻倍。本实施例boost升压电路，与实施例一相同，包括dc
‑
dc升压芯片u1，电感l1，反馈电阻r1和r2，输入滤波电容c9及输出滤波电容
c10。
65.输入滤波电容c9一端与电源输入相连，另一端接地；输出滤波电容c10，一端与二极管电荷泵电路输出端相连，另一端接地。电感l1的一端与dc
‑
dc升压芯片u1的vin引脚相连，另一端与dc
‑
dc升压芯片u1的sw引脚相连。电阻r1的一端与二极管电荷泵电路的输出端连接，另一端与电阻r2一端相连接，电阻r2另一端接地；电阻r1和电阻r2的共联端，连接至dc
‑
dc升压芯片的fb引脚。
66.二极管d1到d8依次串联后，串接在dc
‑
dc升压芯片的sw引脚到负载之间；从图3中可以看出，二极管d1的正极与dc
‑
dc升压芯片的sw引脚相连，负极与二极管d2的正极连接，二极管d2的负极与二极管d3的正极连接，依次类推，二极管d8的正极与二极管d7的负极相连，负极与电阻r1的一端连接。
67.电容c1到c7的一端分别连接在相邻两个二极管之间，另一端均接地，形成另外一种电荷泵电路，也能达到同等效果。
68.电路具体工作原理如下：
69.当dc
‑
dc升压芯片的sw引脚为低电平时，电源给电感l1进行储能，dc
‑
dc升压芯片的sw引脚切换为高电平时，电感l1释放能量，二极管d1至d
n
正向偏置，并对二极管之后的电容进行充电；sw再次切换为低电平时，电感储能，由于二极管的单向导通性，电容两端电压不能突变，使得电容c1与二极管d1负极相连一端电压，为电感释放的能量加上电源电压，电容c2与二极管d2负极相连一端电压为电感释放的能量加上电源电压，c3与d3负极相连一端的电压提升一定的倍数；依次类推，每隔两个二极管，电压就会提升一定的倍数；通过电荷泵，将boost输出电压提升，使boost升压电路的输出比原有提升一定的倍数，但不影响boost升压的效率。
70.二极管电荷泵电路的输出电压由dc
‑
dc升压芯片的fb引脚检测。输出电压的计算与实施例一相同。
71.实施例四
72.如图4所示，本实施例在实施例三的基础上，在dc
‑
dc升压芯片的fb引脚上，增加运放u2及电阻r3，r4；
73.从图4可以看出，运放u2正向端输入与r1和r2共联端相连接，反向端输入端与控制器dac接口相连，输出端与dc
‑
dc升压芯片的fb引脚相连接，电阻r3串接在反向输入端与控制器dac接口之间，r4跨接在运放输出和反向输入端，其中，反相输入端连接点为电阻r3靠近反向端输入的一端。
74.结合运放特性，可推导增加运放之后，此电路的输出电压v
out
为：
75.v
out
＝(1+r1/r2)*(v
fb
+v
dac
*r4/r3)/(1+r4/r3)
76.在选定dc
‑
dc升压芯片的情况下，芯片的v
fb
是定值，选取合适的r1，r2，r3，r4，即r1，r2，r3，r4为已知定量，这样，通过调节dac的值，即可改变此升压电路的输出电压v
out
，达到调节输出电压的目的。在输入为5v，v
fb
＝1.23v条件下，选取r1＝1m，r2＝10.5k，r3＝12k，r4＝10k，则v
out
＝43.74*v
dac
+64.567；通过调节v
dac
的值，可使最大输出电压在200v以上，升压比可达40左右，有效提升了电压升压比。