一种CLLC型DCDC变换器同步整流方法及装置与流程

一种cllc型dcdc变换器同步整流方法及装置
技术领域
1.本发明属于电力电子技术领域，尤其涉及一种cllc型dcdc变换器同步整流方法及装置。


背景技术：

2.随着电动汽车、分布式电源、航空电源系统和不间断电源(ups)等技术产业的不断发展，双向dc/dc变换器(bdc)成为目前电力电子学术界和工业界的研究热点。这些应用要求bdc能在宽负载范围内实现宽范围的调压功能，同时在高效率运行的基础上尽可能拥有更高的功率密度和更低的电磁干扰。
3.一般而言，bdc可以分为隔离型和非隔离型。一方面，隔离型bdc可以通过高频的变压器减小其体积及重量，从而提升应用和控制的灵活性；另一方面，由于bdc通常用来连接两路直流母线，电气隔离可以提升其稳定性和安全性。因此，相比于非隔离型bdc，隔离型bdc更容易满足工业应用的技术要求。
4.在隔离型bdc中，llc谐振型dc/dc变换器由于其软开关特性的优势已经得到了广泛的研究，但其反向运行时，由于励磁电感被输入电压钳位，谐振腔变成了谐振电感和电容组成的串联谐振电路，因此llc谐振变换器在反向工作时基本没有升压特性，而且反向运行时其软开关优势有可能丢失。为了克服这一缺点，有学者提出了cllc型谐振变换器，如图1所示。cllc结构是在llc结构的基础上发展而来的，通过在变压器副边也加入谐振电容，一方面可以实现双向隔直，避免由于电压方波不对称，发生变压器偏磁饱和的问题；另一方面，相对于llc电路来说，副边电容作为不可忽略的因素参与到谐振过程中来，可以使电路具有反向升降压能力，有助于简化在宽范围输出应用场合的设计。
5.双向cllc谐振变换器原边和副边均采用全控的功率器件，如mosfet，在正反向运行的过程中，副边整流时电流会流过mos管的寄生二极管，产生不可忽视的损耗。因此通常采用同步整流技术，即在mos管反并联的二极管导通的时候开通mos管，这会大大降低cllc副边mos管的导通损耗。
6.现有的同步整流方案大致可分为硬件、软件两种方案。硬件方案主要采用同步整流芯片，并且需要增加电压或电流检测电路等，这一方面增加了系统成本，另一方面由于采用固定的硬件辅助，会难以实现dcdc双向切换应用；软件方案主要有基于传统fha模型控制或查表法等，fha模型在偏离谐振点处的误差较大，因此其无法指导准确的整流管开关动作，查表法是通过实验测得大量数据进行拟合得到近似的整流管开关时间，但是由于cllc运行常常存在多种模式，查表法很难归纳出全负载范围的运行情况。


技术实现要素：

7.本发明提供了一种cllc型dcdc变换器同步整流方法及装置，可以解决或者至少部分解决上述技术问题。
8.为达，本发明采用以下技术方案：
9.第一方面，提供了一种cllc型dcdc变换器同步整流方法，包括：
10.根据当前开关频率和负载电流，识别当前工作模态；
11.根据开关频率、负载电流和当前工作模态，计算副边开关管动作的时序和开关时间；
12.其中，工作模态包括工作模式和工作状态；根据副边整流用寄生二极管不同的电流导通状态，将变换器运行状态等效划分有三种工作状态；不同工作模式由三种工作状态的不同排列组合构成。
13.可选地，所述根据开关频率、负载电流和当前工作模态，计算副边开关管动作的时序和开关时间，包括：
14.在每个采样周期获取负载电流；
15.根据负载电流和当前开关频率进行运算，得到当前副边开关管开关动作的时序和开关时间。
16.可选地，采用双线性插值的方法或者曲面拟合的方法进行所述运算。
17.可选地，所述双线性插值的方法，包括：
18.将预先计算得到的变换器全运行范围内副边开关管开关时间的数值解进行离散处理；
19.根据负载电流和开关频率的大小进行两次线性差值，得到任意工作状态下开关管开关的时间。
20.可选地，所述曲面拟合的方法，包括：
21.将预先计算得到的变换器全运行范围内副边开关管开关时间的数值解拟合成曲面；
22.根据负载电流和开关频率，通过曲面方程计算得到开关管开关时间。
23.第二方面，提供了一种cllc型dcdc变换器同步整流装置，包括：
24.识别模块，用于根据当前开关频率和负载电流，识别当前工作模态；
25.计算模块，用于根据开关频率、负载电流和当前工作模态，计算副边开关管动作的时序和开关时间；
26.其中，工作模态包括工作模式和工作状态；根据副边整流用寄生二极管不同的电流导通状态，将变换器运行状态等效划分有三种工作状态；不同工作模式由三种工作状态的不同排列组合构成。
27.可选地，所述计算模块包括：
28.获取单元，用于在每个采样周期获取负载电流；
29.计算单元，用于根据负载电流和当前开关频率进行运算，得到当前副边开关管开关动作的时序和开关时间。
30.可选地，所述计算单元采用双线性插值的方法或者曲面拟合的方法进行所述运算。
31.可选地，所述计算单元包括：
32.离散录入子单元，用于将预先计算得到的变换器全运行范围内副边开关管开关时间的数值解进行离散处理；
33.插值计算子单元，用于根据负载电流和开关频率的大小进行两次线性差值，得到
任意工作状态下开关管开关的时间。
34.可选地，所述计算单元包括：
35.拟合子单元，用于将预先计算得到的变换器全运行范围内副边开关管开关时间的数值解拟合成曲面；
36.曲面计算子单元，用于根据负载电流和开关频率，通过曲面方程计算得到开关管开关时间。
37.与现有技术相比，本发明实施例具有以下有益效果：
38.本发明实施例提供的cllc型dcdc变换器同步整流方法及装置，其整流方法为纯软件方案，可以根据当前开关频率和负载电流，识别当前工作模态，然后根据开关频率、负载电流和当前工作模态，计算副边开关管动作的时序和开关时间，实现同步整流控制，无需额外的同步整流芯片或电压电流检测电路，仅通过已知的开关频率和负载电流就能精确计算出当前的整流管开通关断时间。
附图说明
39.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
40.本说明书所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容所能涵盖的范围内。
41.图1为本发明实施例提供的双向cllc谐振变换器拓扑图；
42.图2从左至右分别为本发明实施例提供的p、n、o三种工作状态简化等效电路图；
43.图3为本发明实施例提供的不同负载频率(iout
‑
fn)模式边界曲线图；
44.图4为本发明实施例提供的opo/po模式识别图；
45.图5为本发明实施例提供的opo+po模式o状态时间数值解及拟合曲面；
46.图6为本发明实施例提供的opo+po模式p状态时间数值解及拟合曲面；
47.图7为本发明实施例提供的一种cllc型dcdc变换器同步整流方法的方法流程图。
具体实施方式
48.为使得本发明的目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，下面所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而非全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
49.实施例一
50.请参阅图1至图6所示。
51.如图1所示，cllc双向谐振变换器的典型拓扑结构如图1所示。电路输入和输出侧
均选择全桥结构，共包含8个开关管；原边包含谐振电感lr，谐振电容cr1；变压器励磁电感lm，匝比为n:1；在变压器的副边加入谐振电容cr2。电路工作在正向工作状态时，原边sp1～sp4为主开关管，sp1、sp4信号同步，sp2、sp3信号同步，同一桥臂开关管以50％占空比的驱动信号互补对称工作，副边在不实施同步整流的情况下，ss1～ss4驱动信号关闭，开关管关断，反并联二极管不控整流。当电路工作在反向状态时，副边ss1～ss4为主开关管，原边sp1～sp4反并联二极管工作，控制方法可类比于正向。cllc双向谐振变换器同llc谐振变换器输出的原理和方法类似，也是通过改变开关频率控制电路增益，调节输出电压vo的大小。
52.在稳态运行状态下，cllc双向谐振变换器谐振网络内的电压电流波形在前、后半开关周期互为对称，故下面分析围绕cllc双向谐振变换器在其前半开关周期内的工作过程展开，此时开关管sp1、sp4开通，sp2、sp3关断。
53.当开关频率或负载电流不同时，cllc谐振变换器将工作于不同的运行模态，根据副边整流用寄生二极管不同的电流导通状态，在输入电压正半周内可将cllc运行模式分为三种状态：p、n、o，三种状态下的等效电路如图2所示；从左至右分别为p、n、o状态等效电路。
54.从整流侧的角度看，cllc的不同工作模式就是p、o、n三种状态的不同排列组合。根据电路稳态工作时伏秒平衡原理，可以确定所有可能出现的工作模式。对于cllc谐振变换器可能出现的工作模式有：p、o、np、op、po、pn、nop、opo和pon等9种。不同模式下的频率
‑
负载曲线如图3所示。
55.cllc谐振变换器一般设计工作在低于谐振频率的次谐振区内，以避免其运行于超谐振区副边开关管会无法实现zcs(零电流关断)而产生较大的反向恢复损耗，故存在于超谐振区的np、nop模式可不做考虑。另一方面，设计cllc谐振变换器时应免于工作在pon模式以保证闭环控制的稳定性，这样pon模式和紧随其后的pn模式便无需考虑。p模式只存在于谐振频率点；而o模式只存在于截断模式下，此时原副边断开，副边断路。因此，只需重点分析po和opo两种运行模式。在po模式下，副边开关管理论上可以和原边开关管同时开通，但需提前一段时间关断，这段时间即为p模式之后o状态持续的时间；同理，在opo模式下，副边开关管需延后原边开关管一段时间开通，延后的时间即为第一段o状态持续的时间，之后开关管开关动作与po模式类似。
56.在确定副边开关管开通关断的规律之后，下一步就需要确定是否需要延时开通以及延时开通的时间和提前关断的时间。首先是要先确定opo和po两个模式的边界。po模式与opo模式的边界模式仍为po模式，且在该模式前半开关周期开始时刻输出电压等于vo。在此基础上，再根据其他约束条件
①
连续性；
②
对称性；
③
切换点副边电流为0；
④
负载电流(输出功率)；
⑤
总的持续时间为半个开关周期归一化；
⑥
励磁电压约束，可以求解得到opo/po模式的边界关系曲线。
57.需要说明的是，本实施例强调了为纯软件方案，无需额外的同步整流芯片或电压电流检测电路。因为负载一般都自带有电流检测功能，所以本实施例可以直接获取负载电流，而无需像现有技术一样需要额外的电压电流检测电路。
58.图4为本实施例计算求解得到的曲线，该实施例中cllc功率为20kw，电路参数为：uin＝800v，uo＝200～750v，lr＝12uh，lm＝100uh，cr1＝0.0689uf，cr2＝0.33uf，变压器变比n＝24:19。可见，当负载较重(iout∈(11.774a，23.1022a))时，随着开关频率从小变大，cllc会从opo模式进入po模式，在调频过程中需要进行模式识别；当负载较轻(iout∈(0，
11.774a))时，全程处于opo模式；当负载较重(iout∈(23.1022，38a))时，全程处于po模式。
59.在模式识别完毕之后，接下来就需要根据频率fn、负载电流iout以及当前的工作模式，列写相应模式下的模式方程，求解得到副边开关管导通关断的时间。即opo模式时，求解第一段o区间持续时间、中间p区间持续时间；po模式时，求解p区间持续时间。
60.经过上述分析计算，求解得到变换器在不同工作模式下p、o、n各区间持续的时间之后，即可用于dsp等数字处理器进行实现。
61.以dsp为例，在每个采样周期检测负载电流，同时根据当前的输出频率进行运算，得到当前副边开关管开关动作的时序和相应的时间。
62.本实施例可以采用两种方法进行运算，这两种方法可以依据处理器的运算能力和存储空间进行选择。一是采用双线性插值的方法，因为数字处理器实施之前已经计算得到了变换器全运行范围内副边开关管开关时间的数值解，可以将相应的时间进行离散处理录入到数字处理器中，然后根据负载电流和输出频率的大小进行两次线性差值，即可得到任意工作状态下开关管开关的时间。二是采用曲面拟合的方法，即将计算得到的开关管开关时间拟合成曲面，然后数字处理器直接根据负载电流和输出频率通过曲面方程计算得到开关管开关时间。
63.图5和图6分别是本实施例求解的opo模式和po模式下同步整流开关时间拟合得到的拟合图。
64.应当理解，上述实施例仅是本技术技术方案的一种具体实施方式。只要是cllc型dcdc变换器，其同步整流即可使用本技术提供的cllc型dcdc变换器同步整流方法实现。
65.实施例二
66.如图7所示，本实施例提供的cllc型dcdc变换器同步整流方法，基于时域模型，可以包括如下步骤：
67.s1、根据当前开关频率和负载电流，识别当前工作模态；
68.s2、根据开关频率、负载电流和当前工作模态，计算副边开关管动作的时序和开关时间；
69.其中，工作模态包括工作模式和工作状态；根据副边整流用寄生二极管不同的电流导通状态，将变换器运行状态等效划分有三种工作状态；不同工作模式由三种工作状态的不同排列组合构成。
70.具体地，三种工作状态分别为p、n和o，其简化等效电路如图2所示。
71.进一步地，s2包括以下步骤：
72.s21、在每个采样周期获取负载电流；
73.s22、根据负载电流和当前开关频率进行运算，得到当前副边开关管开关动作的时序和开关时间。作为一种可选实施方式，可以采用双线性插值的方法或者曲面拟合的方法进行运算，得到当前副边开关管开关动作的时序和开关时间。
74.可选地，双线性插值的方法可以包括以下步骤：
75.s221、将预先计算得到的变换器全运行范围内副边开关管开关时间的数值解进行离散处理；
76.s222、根据负载电流和开关频率的大小进行两次线性差值，得到任意工作状态下开关管开关的时间。
77.可选地，曲面拟合的方法可以包括以下步骤：
78.s223、将预先计算得到的变换器全运行范围内副边开关管开关时间的数值解拟合成曲面；
79.s224、根据负载电流和开关频率，通过曲面方程计算得到开关管开关时间。
80.本实施例提供的cllc型dcdc变换器同步整流方法，该方法为纯软件方案，无需额外的同步整流芯片或电压电流检测电路，仅通过已知的开关频率和负载电流(输出功率)就能精确计算出当前的整流管开通关断时间。
81.本实施例还提供了一种cllc型dcdc变换器同步整流装置，用于实现实施例二提供的同步整流方法，包括：
82.识别模块，用于根据当前开关频率和负载电流，识别当前工作模态；
83.计算模块，用于根据开关频率、负载电流和当前工作模态，计算副边开关管动作的时序和开关时间；
84.其中，工作模态包括工作模式和工作状态；根据副边整流用寄生二极管不同的电流导通状态，将变换器运行状态等效划分有三种工作状态；不同工作模式由三种工作状态的不同排列组合构成。
85.具体地，三种工作状态分别为p、n和o，其简化等效电路如图2所示。
86.进一步地，计算模块包括：
87.获取单元，用于在每个采样周期获取负载电流；
88.计算单元，用于根据负载电流和当前开关频率进行运算，得到当前副边开关管开关动作的时序和开关时间。作为一种可选实施方式，计算单元采用双线性插值的方法或者曲面拟合的方法进行运算。
89.可选地，计算单元包括：
90.离散录入子单元，用于将预先计算得到的变换器全运行范围内副边开关管开关时间的数值解进行离散处理；
91.插值计算子单元，用于根据负载电流和开关频率的大小进行两次线性差值，得到任意工作状态下开关管开关的时间。
92.可选地，计算单元包括：
93.拟合子单元，用于将预先计算得到的变换器全运行范围内副边开关管开关时间的数值解拟合成曲面；
94.曲面计算子单元，用于根据负载电流和开关频率，通过曲面方程计算得到开关管开关时间。
95.本实施例提供的cllc型dcdc变换器同步整流装置，该方法为纯软件方案，无需额外的同步整流芯片或电压电流检测电路，仅通过已知的开关频率和负载电流(输出功率)就能精确计算出当前的整流管开通关断时间。
96.以上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。