一种避免电力电子变压器中高频变压器饱和的间歇方法与流程

1.本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种避免电力电子变压器中高频变压器饱和的间歇方法。


背景技术：

2.随着碳中和概念的提出和我国智能电网相关技术的发展以及推广应用，风能、光伏等可再生能源在现有的能源系统中的比例不断提高。在整个能源互联网中，由于分布式能源比例逐渐增加，对于各种能源的综合管理、治理变得十分重要。由于当前整个能源系统逐渐趋于智能化、分散化，传统的变压器无法针对上述应用场景实现上述的功能。在整个能源发展趋势下，能量路由器、电能路由器等相关产品与概念逐渐发展，而电力电子变压器是其中最为核心的环节。
3.电力电子变压器通过电力电子拓扑进行不同电压等级电压转换，电力电子变压器包括整流级变换器与dc/dc级变换器，其中整流级变换器根据应用场景一般实现形式为chb或者mmc，将高压交流电转换为多端口低压直流电或者公共直流母线，dc/dc级变换器一般采用移相全桥或者谐振变换器进行电压等级变换，形成低压直流母线，其实现形式均为通过高频开关信号将直流电压先逆变为高频交流电，然后整流为直流电从而实现电压等级变换。此类电力电子设备均可以采用间歇的方式进行驱动，即脉冲式的开关信号。
4.在电力电子变压器中，高频变压器设计容量较大，饱和磁感应强度一般余量较小。综合考虑成本、体积的前提下，一般高频变压器的设计在满足连续模式条件下，磁感应强度剩余不会太大。而间歇控制方式已经逐步应用到电力电子变压器中，降低空轻载的损耗。同时，不可避免的，间歇控制应用在电力电子变压器中，容易造成其中高频变压器的伏秒积不平衡，从而引发变压器饱和问题，极易引发dc/dc变换器的过流问题，从而导致整个系统的故障停机。


技术实现要素：

5.本发明针对现有技术存在的不足和缺陷，提供了一种避免电力电子变压器中高频变压器饱和的间歇方法，根据电力电子变压器中高频变压器的实际工作情况，设计特定的间歇实现方式，避免在间歇过程中伏秒积不平衡的积累，通过特定的间歇控制避免了在间歇过程中产生的变压器饱和问题，相应的避免了间歇过程中产生的过流问题或者不稳定的情况，进一步提高了电力电子变压器在空轻载条件下的运行效率和稳定性。
6.为实现上述目的，本发明提出了一种避免电力电子变压器中高频变压器饱和的间歇方法，包括以下步骤：
7.s1：判断高频变压器峰值励磁电流i
max
能否提供足够能量使开关管寄生电容完成充放电，若能，进入s3，否则进入s2；
8.s2：根据成本需求选择是否加装高频变压器并联电感l
p
，若加装，能够提供足够的关断电流实现dc/dc变换器中的零电压导通，进入s3，否则进入s4；；
9.s3：间歇过程中第一个驱动占空比由50％调整至25％，定义为驱动a，进入s5
10.s4：间歇过程中第一个驱动占空比保持50％不变，定义为驱动b，进入s5；
11.s5：间歇过程中相邻间歇周期的上下管驱动进行对换，完成间歇。
12.进一步地，所述步骤1中判断的成功条件公式为：
[0013][0014]
其中，i
max
为dc/dc级变换器的高频变压器峰值励磁电流，fs为dc/dc级变换器所工作的开关频率，u
in
为dc/dc级变换器的输入电压，c
oss
为dc/dc级变换器的h桥开关管的输出电容，v
ds
为mosefet开关管在充放电过程中的漏源极电压。
[0015]
进一步地，所述步骤2中加装并联电感的确定公式为：
[0016][0017]
其中，l
p
为所加装的高频变压器并联电感，u
in
为dc/dc级变换器的输入电压，c
oss
为dc/dc级变换器的h桥开关管的输出电容，v
ds
为mosefet开关管在充放电过程中的漏源极电压。
[0018]
进一步地，所述步骤5中间歇周期分为连续驱动时间t
on
和停止驱动时间t
off
，两段时间比例公式为：
[0019][0020]
其中，i
l
为当前负载条件下的负载电流，i
lh
为所测电力电子变压器最高效率点的负载电流。
[0021]
本发明的有益技术效果：方法通过设计特定的间歇控制方式，可以避免在间歇过程中变压器的饱和问题，消除电力电子变压器运行过程中由于变压器饱和产生的过流停机故障，进一步提高了电力电子变压器在空轻载条件下的运行效率和稳定性，具有很好的工程实用性。
附图说明
[0022]
图1是本发明避免电力电子变压器中高频变压器饱和的间歇方法的电力电子变压器基本拓扑图。
[0023]
图2是本发明避免电力电子变压器中高频变压器饱和的间歇方法的设计步骤框图。
[0024]
图3是本发明避免电力电子变压器中高频变压器饱和的间歇方法的dc/dc变换器拓扑图。
[0025]
图4是本发明避免电力电子变压器中高频变压器饱和的间歇方法的dc/dc变换器加装并联电感后的拓扑图。
[0026]
图5是本发明避免电力电子变压器中高频变压器饱和的间歇方法的间歇驱动a波形图。
[0027]
图6是本发明避免电力电子变压器中高频变压器饱和的间歇方法的间歇驱动b波
形图。
[0028]
图7是本发明避免电力电子变压器中高频变压器饱和的间歇方法的间歇驱动过程波形图。
具体实施方式
[0029]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不限定本发明。
[0030]
图1为本发明所述电力电子变压器基本拓扑图。结合图2，一种电力电子变压器中高频变压器饱和的间歇方法，包括以下步骤：
[0031]
s1：对高频变压器峰值励磁电流进行判断，判断其能否提供足够能量使开关管寄生电容完成充放电，拓扑图如图3，此过程主要判断在驱动结束后励磁电流是否有足够能量支撑25％开关周期的续流过程，完成整个过程的判断条件为：
[0032][0033]
其中，i
max
为dc/dc级变换器的高频变压器峰值励磁电流，fs为dc/dc级变换器所工作的开关频率，u
in
为dc/dc级变换器的输入电压，c
oss
为dc/dc级变换器的h桥开关管的输出电容，v
ds
为mosefet开关管在充放电过程中的漏源极电压。
[0034]
若上述过程能够完成，则在间歇驱动结束时，由于此时励磁电流为正峰值或者负峰值，会流经h桥体二极管继续续流，导致施加在变压器两端的电压多出25％的开关周期。
[0035]
s2：当电力电子变压器中的dc/dc变换器高频变压器励磁电感设计较大时，励磁电流峰值较小，在此情况下死区时间内无法完成对开关管寄生电容完整的充放电，在间歇驱动结束时，虽然此时励磁电流为正峰值或者负峰值，但不足以支撑续流环节，施加在变压器两端的电压正常结束。此时可加装高频变压器并联电感，拓扑图如图4，提供足够的关断电流实现dc/dc变换器中的零电压导通，加装并联电感确定公式为：
[0036][0037]
其中，l
p
为所加装的高频变压器并联电感，u
in
为dc/dc级变换器的输入电压，c
oss
为dc/dc级变换器的h桥开关管的输出电容，v
ds
为mosefet开关管在充放电过程中的漏源极电压。
[0038]
对于此步骤中的所述情况，加装并联电感能够一定程度提升整体效率，但会产生额外的成本，需要使用者进一步评估二者取舍。
[0039]
s3：若上述步骤s1过程能够完成或者选择加装上述步骤s2中的并联电感，间歇过程中第一个驱动占空比应由50％调整至25％，以保证每个间歇周期施加在变压器两端的伏秒积保持平衡，定义为驱动a，如图5所示。
[0040]
s4：否则，间歇过程中第一个驱动占空比应保持50％不变，定义为驱动b，如图6所示。
[0041]
s5：在间歇过程中，即使针对不同的工况设计特定的间歇驱动程序，但由于硬件实
现、器件参数差异性等影响，每一个间歇周期仍然可能产生电压伏秒积的偏差，偏差的积累同样可能导致变压器的饱和，所以进一步设计驱动程序，将相邻间歇周期的上下管驱动应进行对换，消除相邻间歇周期所产生伏秒积偏差的积累，以驱动a为例，间歇驱动波形如图7。
[0042]
上述实施例是对本发明的具体实施方式的说明，而非对本发明的限制，有关技术领域的技术人员在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可做出各种变换和变化以得到相对应的等同的技术方案，因此所有等同的技术方案均应归入本发明的专利保护范围。