宽电压双主动全桥DC-DC变换器及其控制方法

宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器及其控制方法
技术领域
1.本技术涉及电力电子技术领域，具体而言涉及一种宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器及其控制方法。


背景技术：

2.受开关频率的限制，双主动全桥dc
‑
dc变换器常采用移相控制方法。单移相控制方法具有简单易实现的优点，但是当直流电压比与高频变压器物理变比不匹配时，存在较大的回流功率和电流应力，会降低变换器的效率。
3.针对回流功率和电流应力影响变换器效率的问题，相关研究相继提出了扩展移相、双重移相和三重移相的控制方法，很大程度上减小了回流功率和电流应力，提高了变换器的效率。
4.但是，上述各控制方法中，需要根据不同的电压比(k＞1，k＜1和k＝1)，采用不同的计算公式，计算移相角度，计算过程复杂。现有控制方法对无源移相控制的运算要求较高，运算成本大。此外，现有技术中，当直流电压比严重偏离高频变压器物理变比时，变换器的效率依旧有待提高。


技术实现要素：

5.本技术针对现有技术的不足，提供一种宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器及其控制方法，本技术根据高频变压器分抽头对原边全桥、副边全桥的移相角进行调整，能够对有效降低电感峰值电流，满足传输功率的边界条件，以提高变换器效率。本技术具体采用如下技术方案。
6.首先，为实现上述目的，提出一种宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器，其包括：电压变换电路以及与之连接的控制单元。所述电压变换电路包括：原边全桥电路、副边全桥电路以及连接在两者之间的电感l1、多抽头高频变压器t1和对应多抽头高频变压器t1各抽头的继电器；其中，电感l1和多抽头高频变压器t1的原边线圈串联连接，多抽头高频变压器t1副边线圈的各抽头分别与各继电器的开关通路串联，各抽头分别通过各继电器开关通路之间的公共端连接至副边全桥，各继电器分别通过其开关通路控制多抽头高频变压器t1副边各抽头导通或关断。所述控制单元包括：原副边电压比计算单元，其根据原边全桥电路的输入电压v1以及当前所需副边全桥电路的输出电压v2计算原副边电压比，并根据多抽头高频变压器t1中原边线圈的线圈匝数与副边线圈各抽头所对应的线圈匝数之比确定匹配于原副边电压比要求的副边抽头；抽头驱动电路，其连接原副边电压比计算单元以及各继电器，用于根据原副边电压比计算单元所确定的副边抽头相应驱动该抽头所连接的继电器开关通路导通，并驱动其他抽头所连接的继电器开关通路关断；无源移相控制单元，其采集原边全桥电路的输入电压v1、原边全桥电路的输入电流i1、副边全桥电路的输出电压v2以及副边全桥电路的输出电流i2，根据副边全桥电路的电压参考值v2*，副边全桥电路的电容值c2和电导值g2，以及副边全桥电路中开关元件的阻尼系数g
22
计算无源控制参数
然后根据无源控制参数k计算原边全桥电路、副边全桥电路的初始移相角占空比d，其中，f
s
为原边全桥电路、副边全桥电路中开关元件的开关频率，l1为多抽头高频变压器t1原边线圈所连接的电感值，n为多抽头高频变压器t1当前导通的抽头所对应的变比；电感电流优化控制单元，其根据多抽头高频变压器t1当前导通的抽头所对应的电压变比k分别计算：对应原边全桥电路中两开关元件的第一移相角d1，计算对应原边全桥电路中连接在电路输入端和电感线圈起始端之间的开关元件与副边全桥电路中连接在电路输出端和副边线圈起始端之间的开关元件的第二移相角d2，并计算对应原边全桥电路中连接在电路输入端和电感线圈起始端之间的开关元件与副边全桥电路中连接在电路输出端和副边线圈终端之间的开关元件的第三移相角d3，驱动各开关元件按照相应移相角进行开关状态切换，其中，当初始移相角占空比时，当初始移相角占空比时，d3＝d2。
7.可选的，如上任一所述的宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器，其特征在于，所述原边全桥电路包括由四个开关元件共同组成的左桥臂和右桥臂，其中，左桥臂包括：连接在原边全桥电路第一输入端与原边全桥电路所连电感线圈起始端之间的第一原边开关元件s1，连接在原边全桥电路第一输入端与原边全桥电路所连原边线圈终端之间的第二原边开关元件s2；右桥臂包括：连接在原边全桥电路第二输入端与原边全桥电路所连电感线圈起始端之间的第三原边开关元件s3，连接在原边全桥电路第二输入端与原边全桥电路所连原边线圈终端之间的第四原边开关元件s4；第一原边开关元件s1、第四原边开关元件s4之间按照第一移相角d1切换通断状态，第二原边开关元件s2、第三原边开关元件s3按照初始移相角占空比d换通断状态。
8.可选的，如上任一所述的宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器，其特征在于，所述副边全桥电路包括：第一副边开关元件s5，其连接在副边全桥电路第一输出端与各继电器开关通路公共端之间；第二副边开关元件s6，其连接在副边全桥电路第一输出端与副边全桥电路所连副边线圈的终端之间；第三副边开关元件s7，其连接在副边全桥电路第二输出端与各继电器开关通路公共端之间；第四副边开关元件s8，其连接在副边全桥电路第二输出端与副边全桥电路所连副边线圈的终端之间。
9.可选的，如上任一所述的宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器，其特征在于，所述多抽头高频变压器t1的副边线圈包括三个抽头，三个抽头分别与三个继电器的开关通路串联，其中第一抽头对应的副边线圈匝数为n
21
，第二抽头对应的副边线圈匝数为n
22
，第三抽头对应的副边线圈匝数为n
23
，n
21
＞n
22
＞n
23
。
10.可选的，如上任一所述的宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器，其特征在于，所述原副
边电压比计算单元，其根据原边全桥电路的输入电压v1以及当前所需副边全桥电路的输出电压v2计算原副边电压比然后根据多抽头高频变压器t1中原边线圈的线圈匝数n1与副边线圈各抽头所对应的线圈匝数之比按照以下方式确定匹配于原副边电压比要求的副边抽头：当原副边电压比k
v1
<n1/n
21
时，选择第一抽头；当原副边电压比n1/n
21
<k
v1
<n1/n
22
时，选择第二抽头；当原副边电压比k
v1
<n1/n
23
时，选择第三抽头。
11.可选的，如上任一所述的宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器，其特征在于，所述多抽头高频变压器t1中原边线圈与副边线圈的最大匝数比满足v
2max
/v
1min
，其中，v
1min
为原边线圈输入电压的最小值，v
2max
为副边线圈输出电压的最大值。
12.同时，为实现上述目的，本技术还提供一种宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器的控制方法，其用于如上任一所述的宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器，其步骤包括：第一步，根据原边全桥电路的输入电压v1以及当前所需副边全桥电路的输出电压v2计算原副边电压比，并根据多抽头高频变压器t1中原边线圈的线圈匝数与副边线圈各抽头所对应的线圈匝数之比确定匹配于原副边电压比要求的副边抽头；第二步，根据第一步所确定的副边抽头相应驱动该抽头所连接的继电器开关通路导通，并驱动其他抽头所连接的继电器开关通路关断；第三步，采集原边全桥电路的输入电压v1、原边全桥电路的输入电流i1、副边全桥电路的输出电压v2以及副边全桥电路的输出电流i2，根据预设的副边全桥电路的电压参考值v2*，副边全桥电路的电容值c2和电导值g2，以及副边全桥电路中开关元件的阻尼系数g
22
计算无源控制参数然后根据无源控制参数k计算原边全桥电路、副边全桥电路的初始移相角占空比d，其中，f
s
为原边全桥电路、副边全桥电路中开关元件的开关频率，l1为多抽头高频变压器t1原边线圈所连接的电感值，n为多抽头高频变压器t1当前导通的抽头所对应的变比；第四步，根据多抽头高频变压器t1当前导通的抽头所对应的电压变比k分别计算：对应原边全桥电路中左桥臂始端和右桥臂末端两开关元件之间的第一移相角d1，计算对应原边全桥电路中连接在电路输入端和电感线圈起始端之间的开关元件与副边全桥电路中连接在电路输出端和副边线圈起始端之间的开关元件的第二移相角d2，并计算对应原边全桥电路中连接在电路输入端和电感线圈起始端之间的开关元件与副边全桥电路中连接在电路输出端和副边线圈终端之间的开关元件的第三移相角d3，驱动各开关元件按照相应移相角进行开关状态切换，其中，当初始移相角占空比时，当初始移相角占空比时，d3＝d2。
13.可选的，如上任一所述的宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器的控制方法，其特征在于，所述第一步中，根据原边全桥电路的输入电压v1以及当前所需副边全桥电路的输出电压v2计算的原副边电压比为
14.可选的，如上任一所述的宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器的控制方法，其特征在于，所述第一步中具体按照以下步骤根据多抽头高频变压器t1中原边线圈的线圈匝数n1与副边线圈各抽头所对应的线圈匝数之比确定匹配于原副边电压比要求的副边抽头：当原副边电压比k
v1
<n1/n
21
时，选择第一抽头；当原副边电压比n1/n
21
<k
v1
<n1/n
22
时，选择第二抽头；当原副边电压比k
v1
<n1/n
23
时，选择第三抽头。
15.可选的，如上任一所述的宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器的控制方法，其特征在于，副边全桥电路的电压参考值v2*通过界面设定或通过远程通信设定。
16.有益效果
17.本技术利用串联在多抽头高频变压器副边线圈各抽头和副边全桥电路之间的继电器开关通路，根据原副边电压比进行副边线圈的匝数切换以提高直流电压比与变压器物理变比的匹配程度。此外，本技术还进一步通过电感电流优化控制单元，根据当前导通的抽头所对应的电压变比k，以电感峰值电流最小，且满足传输功率的边界条件为目标，调整原、副边全桥电路中不同开关元件之间的移相角。由此，本技术能有效克服直流电压比与高频变压器物理变比不匹配时，较大回流功率和电流应力对变换器工作效率的损耗，简化对移相角的控制复杂度，使得一个开关周期内，原副边全桥输出电压比vh1/vh2能够通过移相角的调度而匹配于高频变压器物理变比n1/(n21,n22,n23)，从而优化电流，降低电感峰值电流对变换器工作效率影响。
18.本技术的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本技术而了解。
附图说明
19.附图用来提供对本技术的进一步理解，并且构成说明书的一部分，并与本技术的实施例一起，用于解释本技术，并不构成对本技术的限制。在附图中：
20.图1是本技术的宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器的电路结构示意图；
21.图2是本技术的宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器的控制方法流程图；
22.图3是本技术中无源移相控制单元和电流优化控制单元连接方式的示意图。
具体实施方式
23.为使本技术实施例的目的和技术方案更加清楚，下面将结合本技术实施例的附图，对本技术实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本技术的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本技术的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。
24.本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本技术所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。
25.本技术中所述的“和/或”的含义指的是各自单独存在或两者同时存在的情况均包括在内。
26.本技术中所述的“连接”的含义可以是部件之间的直接连接也可以是部件间通过
其它部件的间接连接。
27.图1为根据本技术的一种宽电压双主动全桥dc
‑
dc变换器中所采用的电压变换电路。该电压变换电路包括：
28.原边全桥电路、副边全桥电路以及连接在两者之间的电感l1、多抽头高频变压器t1和对应多抽头高频变压器t1各抽头的继电器；
29.其中，电感l1和多抽头高频变压器t1的原边线圈串联连接，
30.多抽头高频变压器t1副边线圈的各抽头分别与各继电器的开关通路串联，各抽头分别通过各继电器开关通路之间的公共端连接至副边全桥，各继电器分别通过其开关通路控制多抽头高频变压器t1副边各抽头导通或关断
31.而为保证电压变比与输入输出电压匹配，上述多抽头高频变压器t1中原副边线圈的最大匝数比可根据原边线圈输入电压的最小值v
1min
与副边线圈输出电压的最大值以v
2max
而按照最大电压比设计以保证变压效率：多抽头高频变压器t1中原边线圈与副边线圈的最大匝数比n1/n21可设置为满足
32.针对上述的电压变换电路，本技术利用图3下部所示的控制单元，并设置其按照图2所示的控制步骤，实现对dc
‑
dc变换器的控制，使其能够根据原副边电压比进行副边线圈的匝数切换以提高直流电压比与变压器物理变比的匹配程度，并在此基础上进一步通过电感电流优化控制单元，根据当前导通的抽头所对应的电压变比k，以电感峰值电流最小，且满足传输功率的边界条件为目标，调整原、副边全桥电路中不同开关元件之间的移相角。由此，本技术能有效克服直流电压比与高频变压器物理变比不匹配时，较大回流功率和电流应力对变换器工作效率的损耗，简化对移相角的控制复杂度，使得一个开关周期内，原副边全桥输出电压比vh1/vh2能够通过移相角的调度而匹配于高频变压器物理变比n1/(n21,n22,n23)，从而优化电流，降低电感峰值电流对变换器工作效率的影响。
33.图3中用于电压变换电路的控制单元可具体设置为包括：
34.原副边电压比计算单元，其采集电路中相应的模拟量和数字量后，根据原边全桥电路的输入电压v1以及当前所需副边全桥电路的输出电压v2计算原副边电压比，并根据多抽头高频变压器t1中原边线圈的线圈匝数与副边线圈各抽头所对应的线圈匝数之比确定匹配于原副边电压比要求的副边抽头；
35.抽头驱动电路，其连接原副边电压比计算单元以及各继电器，用于根据原副边电压比计算单元所确定的副边抽头相应驱动该抽头所连接的继电器开关通路导通，并驱动其他抽头所连接的继电器开关通路关断，由此实现对副边线圈抽头的切换；
36.无源移相控制单元，其采集原边全桥电路的输入电压v1、原边全桥电路的输入电流i1、副边全桥电路的输出电压v2以及副边全桥电路的输出电流i2，根据副边全桥电路的电压参考值v2*，副边全桥电路的电容值c2和电导值g2，以及副边全桥电路中开关元件的阻尼系数g22计算无源控制参数然后根据无源控制参数k计算原边全桥电路、副边全桥电路的初始移相角占空比d，其中，fs为原
边全桥电路、副边全桥电路中开关元件的开关频率，l1为多抽头高频变压器t1原边线圈所连接的电感值，n为多抽头高频变压器t1当前导通的抽头所对应的变比，副边全桥电路的电压参考值v2*的具体数值可根据变换器控制界面的输入选项而相应设置，或通过远程通信的方式实现预设；
37.电感电流优化控制单元，其根据多抽头高频变压器t1当前导通的抽头所对应的电压变比k分别计算：对应原边全桥电路中两开关元件的第一移相角d1，计算对应原边全桥电路中连接在电路输入端和电感线圈起始端之间的开关元件与副边全桥电路中连接在电路输出端和副边线圈起始端之间的开关元件的第二移相角d2，并计算对应原边全桥电路中连接在电路输入端和电感线圈起始端之间的开关元件与副边全桥电路中连接在电路输出端和副边线圈终端之间的开关元件的第三移相角d3，驱动各开关元件按照相应移相角进行开关状态切换，其中，
38.当初始移相角占空比时，
39.当初始移相角占空比时，
40.本技术可通过继电器切换变压器原副边线圈之间的匝数比，使直流电压比接近于高频变压器物理变比，以提高变换器的电压变比效率；然后进一步通过无源移相控制单元对电压和功率的控制保证初始移相角占空比d精准配合于回流应力，提高变换器效率；最后再一步通过电感电流优化控制单元对开关元件之间移相角的调整，进一步优化电感电流，使得电感峰值电流最小，且满足传输功率的边界条件，以提高变换器功率传输效率。
41.具体参照图1所示，所述多抽头高频变压器t1的副边线圈可设置为包括三个抽头，三个抽头分别与三个继电器的开关通路串联，其中第一抽头对应的副边线圈匝数为n
21
，第二抽头对应的副边线圈匝数为n
22
，第三抽头对应的副边线圈匝数为n
23
，n
21
＞n
22
＞n
23
。由此，所述原副边电压比计算单元，其可根据原边全桥电路的输入电压v1以及当前所需副边全桥电路的输出电压v2计算出原副边电压比然后根据多抽头高频变压器t1中原边线圈的线圈匝数n1与副边线圈各抽头所对应的线圈匝数之比按照以下方式确定匹配于原副边电压比要求的副边抽头：
42.当原副边电压比k
v1
<n1/n
21
时，选择第一抽头，此时，电感电流优化控制单元根据多抽头高频变压器t1当前导通的第一抽头所对应的电压变比k＝n
21
*v1/n1*v2>1分别计算各开关元件之间的移相角；
43.当原副边电压比n1/n
21
<k
v1
<n1/n
22
时，选择第二抽头，此时，电感电流优化控制单元根据多抽头高频变压器t1当前导通的第二抽头所对应的电压变比k＝n
22
*v1/n1*v2分别计算各开关元件之间的移相角；
44.当原副边电压比k
v1
<n1/n
23
时，选择第三抽头，此时，电感电流优化控制单元根据多抽头高频变压器t1当前导通的第三抽头所对应的电压变比k＝n
23
*v1/n1*v2分别计算各开关元件之间的移相角。
45.在图3所示方式下，双主动全桥dc
‑
dc变换器的原边全桥电路可具体设置为包括由四个开关元件共同组成的左桥臂和右桥臂，其中，左桥臂包括：连接在原边全桥电路第一输入端与原边全桥电路所连电感线圈起始端之间的第一原边开关元件s1，连接在原边全桥电路第一输入端与原边全桥电路所连原边线圈终端之间的第二原边开关元件s2；
46.右桥臂包括：连接在原边全桥电路第二输入端与原边全桥电路所连电感线圈起始端之间的第三原边开关元件s3，连接在原边全桥电路第二输入端与原边全桥电路所连原边线圈终端之间的第四原边开关元件s4；
47.上述第一原边开关元件s1、第四原边开关元件s4之间由电感电流优化控制单元按照第一移相角d1切换通断状态，第二原边开关元件s2、第三原边开关元件s3之间由电感电流优化控制单元按照初始移相角占空比d换通断状态。
48.与该原边全桥电路对称，双主动全桥dc
‑
dc变换器中副边全桥电路同样可包括有4个开关元件：
49.第一副边开关元件s5，其连接在副边全桥电路第一输出端与各继电器开关通路公共端之间；
50.第二副边开关元件s6，其连接在副边全桥电路第一输出端与副边全桥电路所连副边线圈的终端之间；
51.第三副边开关元件s7，其连接在副边全桥电路第二输出端与各继电器开关通路公共端之间；
52.第四副边开关元件s8，其连接在副边全桥电路第二输出端与副边全桥电路所连副边线圈的终端之间。
53.针对该电路所进行的无源移相控制可具体设计为：
54.(1)根据开关元件参数，获得原副边全桥损耗分别等效为电导g1和g2，满足系统无源性。
55.(2)根据无源控制，得到
[0056][0057]
式中i2和v2分别为副边全桥的电流和电压，v1为原边全桥的电压，v
2*
为副边全桥电压的参考值，c2和g2分别为副边全桥的电容值和电导值，g
22
为无源控制的阻尼系数。
[0058]
由此，根据k计算结果，可以得到原副边全桥的移相角占空比d满足
[0059][0060]
式中f
s
为开关频率，l1为电感值，n为变压器选通原副线圈之间的变比n1/n
21
，n1/n
22
或n1/n
23
。
[0061]
至此，可进一步通过电感电流优化控制步骤实现直流电压比与高频变压器物理变比之间的匹配，在一个开关周期内，实现平均意义的等效：
[0062]
(1)记d1是s4和s1的移相角，记d2是s5和s1的移相角，记d3是s8和s1的移相角，通过改变d1,d2和d3的角度，使得一个开关周期内，原副边全桥输出电压比vh1/vh2与高频变压器物理变比n1/(n
21
,n
22
,n
23
)相等，从而优化电流。
[0063]
(2)优化的目标是使得电感峰值电流最小，且满足传输功率的边界条件。建立拉格朗日条件极值方程为，
[0064]
e＝i
p
+μ(p
‑
p*)
ꢀꢀ
(3)
[0065]
式中ip为电感峰值电流的标幺值，p和p*分别为传输功率的标幺值和目标值，μ为拉格朗日乘数，分别对移相角d1,d2和d3求偏微分，得到
[0066][0067]
代入分段积分计算得到的电感峰值电流表达式和传输功率表达式，并且以移相角d近似代替p，也就是p＝d(1
‑
d)≈d，得到移相角d1,d2和d3分别为，
[0068]
当时(5)
[0069]
当时(6)
[0070]
式中k＝n21*v1/n1*v2>1为选通第一抽头j1时所对应折算的电压变比，当选通其他抽头时，k值相应按照抽头的电压变比折算。
[0071]
由此，本技术通过改变变压器抽头，改变了匝数比，通过优化电流，改变了vh1或vh2的电压波形(方波，梯形波或三电平波)，这样使得在一个开关周期内，vh1和vh2的比值与变压器的匝数比相等，从而，可优化电感峰值电流，降低电感峰值电流对变换器工作效率影响。
[0072]
以上仅为本技术的实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本技术专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本技术构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些均属于本技术的保护范围。