一种二次侧带有源倍压器的全桥LLC变换器

一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器
技术领域
1.本发明涉及可再生能源电源转换领域，具体涉及一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器。


背景技术：

2.随着全球电力消费的增加和可持续发展的推进，可再生能源已成为电力生产的重要领域。在现有的技术中，太阳能转换或光伏(pv)设备被证明是一种有效的方法它已成为发展最快的可再生能源之一。因此，迫切需要针对这一具体应用的功率调节解决方案。我们可以采用提供控制和操作灵活性的模块化操作实现功率调节，其中一个重要组件是用于分离控制和转换的微转换器，而llc变换器二次结构在光伏微变换器有广泛应用。
3.在谐振变换器系列中，llc变换器在保持一定范围调节能力的同时，具有很高的效率。但也有其局限性，由于无源开关元件缺乏可控性，操作范围受到限制。因此，在固定频率工作时，为了扩大工作范围，需要增加双向交流开关，这在一定程度上无法达到使用电压倍频器减少元件数量的目的。因此，在次级桥整流网络中的电容器同时也充当谐振电容从而减少元件数量是非常有必要的。


技术实现要素：

4.针对上述现有技术中的不足，本发明提供一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，该变换器对变压器的匝比要求更低，且在高于谐振频率时保持了llc变换器的软开关优势，具体如下：一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，其特征是：它包括直流输入电源v
th
、输出电源v0、滤波电阻r
th
、电感lm、lr、滤波电容c
in
、谐振电容c1、c2、c3、mosfet q1、q2、q3、q4、q5、q6模块和与之对应的反并联二极管以及电容、变压器。
5.根据所述的一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，其特征在于所述的全桥llc变换器模块由直流电源v
th
正极与mosfet q1的漏极串联；所述的mosfet q1与电容并联并与二极管反并联连接在一起；所述的mosfet q2同样与电容并联并与二极管反并联连接在一起；所述的mosfet q1的源极与mosfet q2的漏极连接在一起并形成并联支路；所述的mosfet q3同样与电容并联并与二极管反并联连接在一起；所述的mosfet q4同样与电容并联并与二极管反并联连接在一起；所述的mosfet q3的源极与mosfet q4的漏极连接在一起并形成并联支路；所述的变压器一次侧上端连接在mosfet q1的源极和mosfet q2的漏极之间；所述的变压器一次侧下端连接在mosfet q3的源极和mosfet q4的漏极之间；所述的谐振电感lr串联在变压器二次侧上端；所述的变压器二次侧上端连接在mosfet q5的源极和mosfet q6的漏极之间；所述的变压器二次侧下端连接在电容c1和电容c2之间；所述的mosfet q5与电容并联并与二极管反并联连接在一起；所述的mosfet q6与电容并联并与二极管反并联连接在一起；所述的电容c3两端分别连在mosfet q5的漏极和mosfet q6的源级；所述的输出电源v0并联在电容c3两端。
6.根据所述的一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，其特征在于所述的倍压器模块由电容c1与电容c2串联后并联在mosfet q5和mosfet q6的串联支路上。
7.根据所述的一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，其特征在于所述的降低电路纹波和消除谐波模块由直流电源v
th
与滤波电阻r
th
串联；所述的滤波电容c
in
与电源和电阻的串联支路并联。
8.根据所述的一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，其特征在于所述的提供磁化电流续流并可充当电源模块由所述的磁化电感lm并联在变压器二次侧。
9.优选的，所述的一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，其特征在于采用电容c1与电容c2串联后并联在mosfet q5和mosfet q6的串联支路，对于全桥拓扑，通过将整个二次谐振槽短路至短路变压器二次侧从而来实现升压操作，通过替换路径，可以分割热量产生，减轻热压力，它也避免了对设备的过度压力和造成不平衡磨损，最终提高了设备的寿命。当实际输入电压低于标称电压时，使用升压操作。可以通过短路二次电源，使电感电流充电来实现。
10.优选的，所述的一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，其特征在于采用磁化电感l
m 在zvs放电期磁化电流已被充电到峰值，可将充磁电感视为一个带有充磁电流峰值值的电流源，从而实现充电续流的作用。
11.优选的，所述的一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，其特征在于采用滤波电阻r
th
和滤波电容c
in
串并联在输入电源v
in
两端，从而起到降低电路纹波、消除谐波和防止短路过电流的作用。
12.本发明的有益效果：该变化器可以适应应用中所需的高电压转换比的要求，前端采用全桥整流网络，输出端采用倍压器，对变压器的匝比要求更低，且在高于谐振频率时保持了llc变换器的软开关优势。同时允许更快的切换操作和避免反向恢复损失，从而减少损耗，替换路径减轻热压力也提高了设备的寿命。
附图说明
13.图1为一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器的结构图。
14.图2为一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器状态一的等效电路图。
15.图3为一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器状态二的等效电路图。
16.图4为一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器状态三的等效电路图。
17.图5为一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器状态四的等效电路图。
18.图6为一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器状态五的等效电路图。
19.图7为一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器状态六的等效电路图。
具体实施方式
20.结合图1、2、3、4、5、6、7说明本实施方式，本实施方式所述一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，其特征是：它包括直流输入电源v
th
、输出电源v0、滤波电阻r
th
、电感lm、lr、滤波电容c
in
、谐振电容c1、c2、c3、mosfet q1、q2、q3、q4、q5、q6模块和与之对应的反并联二极管以及电容、变压器。
21.根据所述的一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，其特征在于所述的全桥
llc变换器模块由直流电源v
th
正极与mosfet q1的漏极串联；所述的mosfet q1与电容并联并与二极管反并联连接在一起；所述的mosfet q2同样与电容并联并与二极管反并联连接在一起；所述的mosfet q1的源极与mosfet q2的漏极连接在一起并形成并联支路；所述的mosfet q3同样与电容并联并与二极管反并联连接在一起；所述的mosfet q4同样与电容并联并与二极管反并联连接在一起；所述的mosfet q3的源极与mosfet q4的漏极连接在一起并形成并联支路；所述的变压器一次侧上端连接在mosfet q1的源极和mosfet q2的漏极之间；所述的变压器一次侧下端连接在mosfet q3的源极和mosfet q4的漏极之间；所述的谐振电感lr串联在变压器二次侧上端；所述的变压器二次侧上端连接在mosfet q5的源极和mosfet q6的漏极之间；所述的变压器二次侧下端连接在电容c1和电容c2之间；所述的mosfet q5与电容并联并与二极管反并联连接在一起；所述的mosfet q6与电容并联并与二极管反并联连接在一起；所述的电容c3两端分别连在mosfet q5的漏极和mosfet q6的源级；所述的输出电源v0并联在电容c3两端。
22.根据所述的一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，其特征在于所述的倍压器模块由电容c1与电容c2串联后并联在mosfet q5和mosfet q6的串联支路上。
23.根据所述的一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，其特征在于所述的降低电路纹波和消除谐波模块由直流电源v
th
与滤波电阻r
th
串联；所述的滤波电容c
in
与电源和电阻的串联支路并联。
24.根据所述的一种二次侧带有源倍压器的全桥llc变换器，其特征在于所述的提供磁化电流续流并可充当电源模块由所述的磁化电感lm并联在变压器二次侧。
25.次级半桥整流网络中的电容器同时充当谐振电容，运行期间，两个电容器c1和c2当其中一个电容电流通过负载时，两个电容器是等效并联的。因此角频率和角位移可以定义为以下两式
ꢀꢀ
。
26.由于二次开关器件q5、q6和一次开关器件q1 ~ q4是分别控制的，因此两组器件分别设置所需放电时间的死区时间不同。与一次器件相比，二次器件具有较高的额定电压和较低的额定电流，而初级器件的额定电流大，耐压低。不同性质的器件也带来了寄生电容的不同值，这导致了放电时的不对称，比如一次器件和二次器件的放电时间不同，这将在操作期间创建额外的阶段，不同状态下的工作原理如下。
27.状态1 [t0-t1]：在这个间隔开始时，当电压通过c1时是零，谐振电感电流lr是最小的。初始条件可以用以下两式表示，的。初始条件可以用以下两式表示，在时刻t0，一次侧开关q1、q4接通，q5同时接通。电源直接连接到变压器的一次侧。因此，变压器一次侧的电压就是输入电压v
in
电压，乘以n得到二次侧的输入电压，其中n为变压器的二次与一次匝比。谐振电感lr与电容器产生共鸣，c1和c2在并联配置和谐振电流可以描述为下式：
其中v1是指通过谐振电感的电压，表示为：而zr为谐振槽阻抗 。
[0028]
由于系统运行在同步整流中，开关频率等于谐振频率。因此在此期间，电感电流谐振整个半周期，可表示为 。
[0029]
同时，磁化电流在这一阶段充电。在时刻t0，电感电流处于最小值，并在此周期结束时线性增加到峰值。在整个过程中，系统直接将能量从输入传递到输出。在这一阶段的最后，谐振电流达到零，而没有电流通过二次器件，而只有磁化电流通过一次侧。因此，q5可以在其自然换向点关闭。这将允许q5的零电流开关在t1时刻。而此时通过q1和q4的电流也相对较小。
[0030]
状态2 [t1-t2]：在时刻t1，二次开关q5在zcs处关闭，一次侧开关q1和q4在zvs附近关闭。系统进入零电压开关(zvs)放电期。这个阶段持续到初级器件完全放电的时间，与开关周期相比，这是一个非常短的部分。此时磁化电流已被充电到峰值。由于时间间隔很短，可以将充磁电感视为一个带有充磁电流峰值值的电流源。在此阶段，该磁化电流充放电装置在一次侧和二次侧如图3所示。箭头表示电流通过装置的路径和方向。在一次侧，设备输出电容对q1和q4进行充电，同时对q2和q3的输出进行放电和电压充电。这将允许q2和q3稍后在零电压下打开，并实现软开关。为了消除功率损耗，当输出电容间的电压达到零时，带电器件q2和q3将被打开，系统将进入下一阶段。
[0031]
状态3 [t2-t3]：在t3时刻，主设备q2、q3开启。然而，二次装置不一定在同一时间内完全放电。因此，在这一阶段，当初级设备连接到电源时，次级设备连续放电。施加到变压器初级侧的电压在下半个周期内是反向的，通过变压器绕组的电压值为输入电压的负值。而变压器二次绕组的电压为
−
nv
in
，即电感电流方向与第一级相反。然而，当前的方向与上一阶段相同。在此期间，由于反向充电，磁化电流已经开始减小。这个阶段在q6完全释放时结束。类似于一次侧器件放电的位置，二次侧电路将开始通过q6的体二极管进行导电，这将对其体二极管产生额外的损耗。因此，为了优化性能，q6在设备两端电压为零的时刻开启。这个阶段结束。
[0032]
状态4 [t3-t4]：在t3时刻，第二侧q6打开。在这段时间内，输入连接到输出，系统开始其能量传导的另一半周期。这一阶段的操作与第一阶段类似。只有通过变压器的电压是负的，通过谐振电感的电流是反向的。输入源通过q2和q3作用于变压器的一次侧，在最后一级变压器的二次侧电压为
−
nv
in
。但是，当q6打开时，负载通过q6和c1连接到电路的其余部分。在这个阶段，电感共振lr与电容共振c1同c2通过负载电流。在此阶段，电压通过c1和共振电流通过c1放电减少。这一阶段是第一阶段的负半环，与第一阶段的正半环是对称的。在此期间，槽内电流完成一个完整的半周期，在t4时为零。这样就可以实现二次装置的软开关再次关闭。而一次装置中的电流仅为此时的磁化电流值。对lm来说，磁化电感两端的电压为负并保持恒定。因此磁化电流在此期间线性减小。在t4时，通过一次器件q2和q3的电流为一次侧磁化电流的绝对值为最小值。
[0033]
状态5 [t4-t5]：在t4时，二次器件q6在零电流时关断，一次器件q2和q3在低电流时关断，因为没有谐振电流所以是导电的，并且只有磁化电流存在。与第2阶段相似，一次和二次器件都开始对输出寄生电容进行充放电。注意，由于在这一点没有谐振电流循环，次级电流方向是由磁化电流主导的。lm可以认为是一个电流源，并由一次和二次侧共享。在这短暂的时间内，磁化电流可以近似为一个固定值，且为最小值。当q1和q4的电压降至零时，这一阶段结束。
[0034]
状态6 [t5-t6]：在t6时刻，一次侧器件q1、q4通断，输入电压在变压器一次侧正方向连接。由于次级器件此时均关闭，此电压将迫使谐振电感电流放电q5。一旦q5完全释放，这个阶段就结束了。在此期间，磁化电流已经开始被充电作为一个正电压被施加。在施加正电压之前，i
lm
有一个最小值。当q5上的电压为零时，当这一阶段结束时，器件可以以zvs开启。因此，下一个循环可以从阶段1开始。
[0035]
虽然本发明已以较佳的实施例公开如上，但其并非用以限定本发明，任何熟悉此技术的人，在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做各种改动和修饰，因此本发明的保护范围应该以权利要求书所界定的为准。