一种大功率直流电源的主电路拓扑与控制方法与流程

1.本发明涉及电源技术领域，具体涉及一种大功率直流电源的主电路拓扑与控制方法。


背景技术：

2.整流稳压电源的基本原理是将交流电压整流成直流电压，然后经滤波、稳压(或升降压)过程，变成稳定的直流电压。对于需要低谐波电流输入的应用场合，整流环节通常可采取pfc整流器、三相pwm整流器和三相输入多脉冲整流器几种。pfc整流器和三相pwm整流器需要用到开关器件高频开关动作，大功率时具有较大的开关损耗大，变换效率不高，且过载能力不强、系统可靠性相对无源方案低。多脉冲整流器作为无源方案，具有结构简单，可靠性高，效率高，过载能力强不会产生额外的emi等优点，但是相对于高频整流电路，磁件的体积重量较大。在船舶或航空领域，通常需要低谐波电流的整流稳压直流电源，对电源的体积重量和可靠性，效率等也要求非常高。


技术实现要素：

3.本发明的目的是针对现有技术中的上述不足，提供了一种大功率直流电源的主电路拓扑与控制方法，具有极小的输入侧电流谐波，并且高效率、高可靠性以及体积小重量轻。
4.本发明的目的通过以下技术方案实现：一种大功率直流电源的主电路拓扑，包括第一整流稳压直流电源单元以及第二整流稳压直流电源单元；所述第一整流稳压直流电源单元与第二整流稳压直流电源单元串联或者并联；
5.所述第一整流稳压直流电源单元包括依次连接的第一软启动模块、三角形自耦变压器、第一三相不控整流单元以及第一升压模块；所述第二整流稳压直流电源单元包括依次连接的第二软启动模块、星形自耦变压器、第二三相不控整流单元以及第二升压模块。
6.本发明进一步设置为，所述三角形自耦变压器包括依次设置的第一芯柱、第二芯柱以及第三芯柱；所述第一芯柱、第二芯柱以及第三芯柱上分别绕设有第一绕组、第二绕组以及第三绕组；所述第一绕组的尾端与第二绕组的首端连接；所述第二绕组的尾端与第三绕组的首端连接；第三绕组的尾端与第一绕组的首端连接；所述第一绕组的首端、第二绕组的首端以及第一绕组的首端分别与第一软启动模块连接；所述第一绕组的末端、第二绕组的末端以及第三绕组的末端分别与第一三相不控整流单元连接。
7.本发明进一步设置为，所述第一芯柱、第二芯柱以及第三芯柱上分别绕设有第四绕组、第五绕组以及第六绕组；所述第一绕组、第二绕组以及第三绕组分别设有上接口以及下接口；所述第一绕组的上接口以及第三绕组的下接口分别与第五绕组的中部连接；所述第二绕组的上接口以及第一绕组的下接口分别与第六绕组的中部连接；所述第三绕组的上接口以及第二绕组的下接口分别与第四绕组的中部连接；所述第四绕组的一端、第五绕组的一端以及第六绕组的一端分别与第一三相不控整流单元连接；所述第四绕组的另一端、
第五绕组的另一端以及第六绕组的另一端分别与第一三相不控整流单元连接。
8.本发明进一步设置为，所述星形自耦变压器包括依次设置的第四芯柱、第五芯柱以及第六芯柱；所述第四芯柱、第五芯柱以及第六芯柱上分别绕设有第七绕组、第八绕组以及第九绕组；第四芯柱的尾端、第五芯柱的尾端以及第六芯柱的尾端连接；所述第四芯柱的首端、第五芯柱的首端以及第六芯柱的首端分别与第一软启动模块连接；所述第四芯柱的中部、第五芯柱的中部以及第六芯柱的中部分别与第二三相不控整流单元连接连接。
9.本发明进一步设置为，所述第四芯柱、第五芯柱以及第六芯柱上分别绕设有第十绕组、第十一绕组以及第十二绕组；所述第七绕组的首端分别与第十一绕组的中部以及第十二绕组的尾端连接；所述第八绕组的首端分别与第十二绕组的中部以及第十绕组的尾端连接；所述第九绕组的首端分别与第十绕组的中部以及第十一绕组的尾端连接。
10.本发明进一步设置为，所述第一升压模块以及第二升压模块均包括升压电感l1、升压电感l2、开关管t1、二极管d1以及二极管d2；所述升压电感l1的一端以及升压电感l2的一端均连接于第一三相不控整流单元以及第二三相不控整流单元的输出端；所述升压电感l1的另一端以及升压电感l2的另一端分别与开关管t1的开关端连接；所述升压电感l1的另一端与二极管d1的正极连接；所述升压电感l2的另一端与二极管d2的负极连接。
11.一种基于大功率直流电源的主电路拓扑的控制方法，所述第一整流稳压直流电源单元与第二整流稳压直流电源单元并联；还包括以下步骤：
12.a1：将主电路拓扑输出直流电压指令值udc*与系统输出直流电压的实际反馈值udc的差值经pi调节器进行调节；
13.a2：将经pi调节器进行调节后的输出经限幅器后得到各输入电感电流的统一指令电流i_l*；
14.a3：将统一指令电流i_l*分别与各升压模块的输入电感电流实际检测值的差，并且经各自pi调节器进行调节；
15.a4：各自输出经限幅器后得到的调制波与各自的三角载波比较得到各自开关管的pwm脉冲驱动信号来控制各自开关管通断。
16.一种基于大功率直流电源的主电路拓扑的控制方法，所述第一整流稳压直流电源单元与第二整流稳压直流电源单元串联；还包括以下步骤：
17.b1：将主电路拓扑输出直流电压指令值udc*分别与第一整流稳压直流电源单元输出直流电压的实际反馈值udc1的差值以及第二整流稳压直流电源单元输出直流电压的实际反馈值udc2的差值经pi调节器进行调节；
18.b2：将经pi调节器进行调节后的输出经限幅器后分别得到第一整流稳压直流电源单元输入电感电流的统一指令电流i1_l*以及第二整流稳压直流电源单元输入电感电流的统一指令电流i2_l*；
19.b3：分别将统一指令电流i1_l*以及统一指令电流i2_l*与各升压模块的输入电感电流实际检测值的差，并且经各自pi调节器进行调节；
20.a4：各自输出经限幅器后得到的调制波与各自的三角载波比较得到各自开关管的pwm脉冲驱动信号来控制各自开关管通断。
21.本发明的有益效果：本发明基于模块化设计理念，采取第一整流稳压直流电源单元与第二整流稳压直流电源单元并联运行，每个直流单元内的升压模块又是并联输出，这
样可提高系统的冗余运行能力；对于大容量直流电源，需要低压大电流应用时，采取并联运行，而需要高压小电流应用时，采取串联运行方案，系统组合方便。
附图说明
22.利用附图对发明作进一步说明，但附图中的实施例不构成对本发明的任何限制，对于本领域的普通技术人员，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据以下附图获得其它的附图。
23.图1是本发明并联运行时的结构原理图；
24.图2是本发明串联运行时的结构原理图；
25.图3是本发明三角形自耦变压器的原理图；
26.图4是本发明三角形自耦变压器的结构示意图；
27.图5是本发明三角形自耦变压器的输入电压与输出电压矢量相位关系图；
28.图6是本发明三角形自耦变压器的外部接线接口图；
29.图7是本发明星形自耦变压器的原理图；
30.图8是本发明星形自耦变压器的结构示意图；
31.图9是本发明星形自耦变压器的输入电压与输出电压矢量相位关系图；
32.图10是本发明星形自耦变压器的外部接线接口图；
33.图11是本发明仿真模型图；
34.图12是本发明并联运行时的控制原理图；
35.图13是本发明串联运行时的控制原理图；
36.其中：1、第一整流稳压直流电源单元；11、第一软启动模块；12、三角形自耦变压器；13、第一三相不控整流单元；14、第一升压模块；2、第二整流稳压直流电源单元；21、第二软启动模块；22、星形自耦变压器；23、第二三相不控整流单元；24、第二升压模块；31、第一芯柱；32、第二芯柱；33、第三芯柱；41、第一绕组；42、第二绕组；43、第三绕组；44、第四绕组；45、第五绕组；46、第六绕组；51、第四芯柱；52、第五芯柱；53、第六芯柱；61、第七绕组；62、第八绕组；63、第九绕组；64、第十绕组；65、第十一绕组；66、第十二绕组。
具体实施方式
37.结合以下实施例对本发明作进一步描述。
38.由图1至图11所示，本实施例所述的一种大功率直流电源的主电路拓扑，包括第一整流稳压直流电源单元1以及第二整流稳压直流电源单元2；所述第一整流稳压直流电源单元1与第二整流稳压直流电源单元2串联或者并联；
39.所述第一整流稳压直流电源单元1包括依次连接的第一软启动模块11、三角形自耦变压器12、第一三相不控整流单元13以及第一升压模块14；所述第二整流稳压直流电源单元2包括依次连接的第二软启动模块21、星形自耦变压器22、第二三相不控整流单元23以及第二升压模块24。
40.具体地，本实施例所述的大功率直流电源的主电路拓扑，当第一整流稳压直流电源单元1与第二整流稳压直流电源单元2进行并联的时候，每个整流稳压直流电源单元内的升压模块又是并联输出，这样可提高系统的冗余运行能力；另外采取第一整流稳压直流电
源单元1与第二整流稳压直流电源单元2并联运行，第一整流稳压直流电源单元1内部采取主绕组为三角形连接的18脉冲自耦变压器整流，而第二整流稳压直流电源单元2内部采取主绕组为星形连接的18脉冲自耦变压器整流，二者并联运行的系统输入电流谐波含量减少一半以上，系统与36脉波整流等效。
41.当对于大容量直流电源，需要低压大电流应用时，采取第一整流稳压直流电源单元1与第二整流稳压直流电源单元2并联运行，而需要高压小电流应用时，采取第一整流稳压直流电源单元1与第二整流稳压直流电源单元2串联运行方案，系统组合方便。
42.由于系统内部因采取18脉冲自耦变压器整流方式，鉴于其自身技术特征,变压器总容量可大为较小，甚至可小到总个系统功率的1/3以下，而且可以实现高功率因数。另外除了支出直流电压因需要升压稳压而用到少部分开关器件外，其它主要器件都是运行高可靠性器件，开关损耗小，因此，系统的可靠性高，相对pwm整流电源等的效率高。同时系统采取集中电压外闭环，各升压稳压单元独立电流内闭环的系统电流控制模式，可有效提高各升压稳压单元及各三相不控整流桥的均流情况，实现功率均衡，有益于系统的散热设计，促进了系统高可靠性。
43.本实施例所述的一种大功率直流电源的主电路拓扑，所述三角形自耦变压器12包括依次设置的第一芯柱31、第二芯柱32以及第三芯柱33；所述第一芯柱31、第二芯柱32以及第三芯柱33上分别绕设有第一绕组41、第二绕组42以及第三绕组43；所述第一绕组41的尾端与第二绕组42的首端连接；所述第二绕组42的尾端与第三绕组43的首端连接；第三绕组43的尾端与第一绕组41的首端连接；所述第一绕组41的首端、第二绕组42的首端以及第一绕组41的首端分别与第一软启动模块11连接；所述第一绕组41的末端、第二绕组42的末端以及第三绕组43的末端分别与第一三相不控整流单元13连接。
44.本实施例所述的一种大功率直流电源的主电路拓扑，所述第一芯柱31、第二芯柱32以及第三芯柱33上分别绕设有第四绕组44、第五绕组45以及第六绕组46；所述第一绕组41、第二绕组42以及第三绕组43分别设有上接口以及下接口；所述第一绕组41的上接口以及第三绕组43的下接口分别与第五绕组45的中部连接；所述第二绕组42的上接口以及第一绕组41的下接口分别与第六绕组46的中部连接；所述第三绕组43的上接口以及第二绕组42的下接口分别与第四绕组44的中部连接；所述第四绕组44的一端、第五绕组45的一端以及第六绕组46的一端分别与第一三相不控整流单元13连接；所述第四绕组44的另一端、第五绕组45的另一端以及第六绕组46的另一端分别与第一三相不控整流单元13连接。
45.具体地，本实施例的第一整流稳压直流电源单元1的自耦变压器的输入电压连接的主绕组是采用三角形接法，如图3以及图4所示，第一绕组41、第二绕组42、第三绕组43(绕组ab、bc和ca)为首尾三角型连接的主绕组，缠绕在三个不同的磁珠柱上，其外接输入线电压(uab、ubc、uca)，而其它绕组为辅助绕组，用于形成所要求的输出电压大小和相移。输入电压和输出电压大小和相位关系如图5所示，输出三相对称电压矢量ua、ub及uc依次分别与三相对称输入电压矢量u
ab
、u
bc
及u
ca
同相位，u
a'
超前ua电角度20度，u
a”滞后ua电角度20度，同理，u
b'
超前ub电角度20度，u
b”滞后ub电角度20度，u
c'
超前uc电角度20度，u
c”滞后uc电角度20度，通过合适的绕组匝数设计，使ua、u
a'
、u
a”、ub、u
b'
、u
b”、uc、u
c'
、u
c”9个输出电压矢量幅值大小基本一致。输出电压ua、ub与uc为一个三相不控整流桥供电，u
a'
、u
b'
与u
c'
为一个三相不控整流桥供电，u
a”、u
b”与u
c”为一个三相不控整流桥供电。
46.本实施例所述的一种大功率直流电源的主电路拓扑，所述星形自耦变压器22包括依次设置的第四芯柱51、第五芯柱52以及第六芯柱53；所述第四芯柱51、第五芯柱52以及第六芯柱53上分别绕设有第七绕组61、第八绕组62以及第九绕组63；第四芯柱51的尾端、第五芯柱52的尾端以及第六芯柱53的尾端连接；所述第四芯柱51的首端、第五芯柱52的首端以及第六芯柱53的首端分别与第一软启动模块11连接；所述第四芯柱51的中部、第五芯柱52的中部以及第六芯柱53的中部分别与第二三相不控整流单元23连接连接。
47.本实施例所述的一种大功率直流电源的主电路拓扑，所述第四芯柱51、第五芯柱52以及第六芯柱53上分别绕设有第十绕组64、第十一绕组65以及第十二绕组66；所述第七绕组61的首端分别与第十一绕组65的中部以及第十二绕组66的尾端连接；所述第八绕组62的首端分别与第十二绕组66的中部以及第十绕组64的尾端连接；所述第九绕组63的首端分别与第十绕组64的中部以及第十一绕组65的尾端连接。
48.具体地，本实施例所述的大功率直流电源的主电路拓扑，第二整流稳压直流电源单元2的自耦变压器的输入电压连接的主绕组是采用星型接法，如图7以及图8所示，第七绕组61、第八绕组62及第九绕组63(绕组an、bn和cn)为共尾端星形连接的主绕组，缠绕在三个不同的磁珠柱上，其外接输入线电压(uab、ubc、uca)，而其它绕组为辅助绕组，用于形成所要求的输出电压大小和相移。输入电压和输出电压大小和相位关系如图9所示，输出三相对称电压矢量va、vb及vc依次分别与三相对称输入电压矢量u
an
、u
bn
及u
cn
同相位，v
a'
超前va电角度20度，v
a”滞后va电角度20度，同理，v
b'
超前vb电角度20度，v
b”滞后vb电角度20度，v
c'
超前vc电角度20度，v
c”滞后vc电角度20度，通过合适的绕组匝数设计，使va、v
a'
、v
a”、vb、v
b'
、v
b”、vc、v
c'
、v
c”9个输出电压矢量幅值大小基本一致。输出电压va、vb与vc为一个三相不控整流桥供电，v
a'
、v
b'
与v
c'
为一个三相不控整流桥供电，v
a”、v
b”与v
c”为一个三相不控整流桥供电。
49.通过图3至图10可知，由于主绕组三角形连接的自耦变压器输入电压为三相线电压，变压器中内部主绕组的相电压即为外部三相交流输入线电压，而主绕组星形连接的自耦变压器中，虽然输入电压仍为外部三相交流输入线电压，但是，变压器中内部主绕组的相电压其实为外部电源相电压，因此，当主绕组三角形连接的自耦变压器与主绕组星形连接的自耦变压器的通过共同电缆共三相交流电源时，图6中的输出电压va滞后于图4中的ua，相应地，图6中的其它输出电压矢量va、v
a'
、v
a”、vb、v
b'
、v
b”、vc、v
c'
、v
c”依次分别滞后于ua、u
a'
、u
a”、ub、u
b'
、u
b”、uc、u
c'
、u
c”，通过精确设计绕组匝数，可实现主绕组三角形连接的自耦变压器与主绕组星形连接的自耦变压器输出电压幅值基本一致。
50.在上述条件下，图1所示的系统结构，主绕组三角形连接的自耦变压器整流与主绕组星形连接的自耦变压器整流两电路并联运行，在原每个自耦变压器都是18脉冲整流的情况下，通过主绕组电压相互间的30度错相，二者并联运行即可达到36脉冲整流的效果，从而大大降低系统输入侧的总谐波含量。
51.图11为理论仿真模型结果，其中上面的两个波形分别为主绕组三角形接法的18脉冲自耦变压器整流输入a相电路波形与主绕组星形接法的18脉冲自耦变压器整流输入a相电路波形，仿真表明其电流谐波thd为11％左右，下面的为二者并联输入额总电流波形，仿真表明其电流谐波thd为6％左右。可见，通过两自耦变压器并联运行，输入电流波形的台阶数量明显增加了1倍，电流谐波thd值大为减小。
52.本实施例所述的一种大功率直流电源的主电路拓扑，所述第一升压模块14以及第
二升压模块24均包括升压电感l1、升压电感l2、开关管t1、二极管d1以及二极管d2；所述升压电感l1的一端以及升压电感l2的一端均连接于第一三相不控整流单元13以及第二三相不控整流单元23的输出端；所述升压电感l1的另一端以及升压电感l2的另一端分别与开关管t1的开关端连接；所述升压电感l1的另一端与二极管d1的正极连接；所述升压电感l2的另一端与二极管d2的负极连接。
53.具体地，每个三相不控整流桥的输出连接一个基于传统boost电路进行改进的升压模块。其由升压电感l1、升压电感l2、半导体功率开关管t1(如采用igbt)，二极管d1与二极管d2及输出直流输出侧储能电容及控制所需的用于检测电感电流的电流传感器，输出电压的电压检测传感器等组成。(在多个这样的升压稳压电路并联输出的情况下，则共只需要配一个电压传感器)。
54.二极管d1与二极管d2的引入是为了实现一个或以上的boost电路开关管关闭时，流经当前boost电路的电流能够顺利从其它boost电路返回。另外，电路中将传统的boost电路的升压电感一分为二,有益于提高各升压稳压电路的控制独立性。
55.另外采取电压外环电流内环的控制方式，给定输出电压与实际检测反馈的输出直流电压的差值经pi调节器调节，其输出经限幅器后得到输入电感电流的指令电流，该指令电流与实际检测到的输入电感电流的差值经pi调节器调节，其输出经限幅器后得到的调制波与三角载波比较得到开关管t1的pwm脉冲驱动信号来控制t1的通断。
56.如图12所示，本实施例所述的一种基于大功率直流电源的主电路拓扑的控制方法，所述第一整流稳压直流电源单元1与第二整流稳压直流电源单元2并联；还包括以下步骤：
57.a1：将主电路拓扑输出直流电压指令值udc*与系统输出直流电压的实际反馈值udc的差值经pi调节器进行调节；
58.a2：将经pi调节器进行调节后的输出经限幅器后得到各输入电感电流的统一指令电流i_l*；
59.a3：将统一指令电流i_l*分别与各升压模块的输入电感电流实际检测值的差，并且经各自pi调节器进行调节；
60.a4：各自输出经限幅器后得到的调制波与各自的三角载波比较得到各自开关管的pwm脉冲驱动信号来控制各自开关管通断。
61.具体地，第一整流稳压直流电源单元1与第二整流稳压直流电源单元2内的各自三个升压模块是共输出电压并联运行的，第一整流稳压直流电源单元1与第二整流稳压直流电源单元2再并联运行后相当于共六个升压稳定电路是共输出电压并联运行。系统的输出电压控制实际就是如何从总体的角度协调各升压稳定电路里的半导体功率开关管的高速通断动作。
62.这里提出采取电压集中外闭环与分别电流内闭环的协调控制方式，如图12所示，其思路是将系统输出直流电压指令值udc*与系统输出直流电压的实际反馈值udc的差值经pi调节器调节，其输出经限幅器后得到各输入电感电流的统一指令电流i_l*，该统一的指令电流值分别与各升压稳定电路的输入电感电流实际检测值的差，经各自pi调节器调节，各自输出经限幅器后得到的调制波与各自的三角载波比较得到各自开关管的pwm脉冲驱动信号来控制各自半导体功率开关管通断。各三角载波频率相同，为了实现等效高开关频率
以降低输出直流电压纹波大小，采取三角载波移相控制方法，即三角载波tr1、tr2与tr3依次彼此移相60度,三角载波tr4、tr5与tr6依次彼此移相60度。
63.如图13所示，本实施例所述的一种基于大功率直流电源的主电路拓扑的控制方法，所述第一整流稳压直流电源单元1与第二整流稳压直流电源单元2串联；还包括以下步骤：
64.b1：将主电路拓扑输出直流电压指令值udc*分别与第一整流稳压直流电源单元1输出直流电压的实际反馈值udc1的差值以及第二整流稳压直流电源单元2输出直流电压的实际反馈值udc2的差值经pi调节器进行调节；
65.b2：将经pi调节器进行调节后的输出经限幅器后分别得到第一整流稳压直流电源单元1输入电感电流的统一指令电流i1_l*以及第二整流稳压直流电源单元2输入电感电流的统一指令电流i2_l*；
66.b3：分别将统一指令电流i1_l*以及统一指令电流i2_l*与各升压模块的输入电感电流实际检测值的差，并且经各自pi调节器进行调节；
67.a4：各自输出经限幅器后得到的调制波与各自的三角载波比较得到各自开关管的pwm脉冲驱动信号来控制各自开关管通断。
68.具体地，第一整流稳压直流电源单元1与第二整流稳压直流电源单元2内的各自三个升压稳压电路是共输出电压并联运行的，每个直流单元的三个升压稳定电路都采取电压集中外闭环与分别电流内闭环的协调控制方式。为了实现串联后的系统输出电压目标值，第一整流稳压直流电源单元1与第二整流稳压直流电源单元2的输出电压控制指令值取系统输出电压目标值的一半。
69.将第一整流稳压直流电源单元1和第二整流稳压直流电源单元2的输出直流电压控制指令值与输出直流电压的实际反馈值的差值经pi调节器调节，其输出经限幅器后得到各升压稳压电路的电感电流的统一指令电流，该统一的指令电流值分别与各升压稳压电路的输入电感电流实际检测值的差，经各自pi调节器调节，各自输出经限幅器后得到的调制波与各自的三角载波比较得到各自开关管的pwm脉冲驱动信号来控制各自半导体功率开关管通断。各三角载波频率相同，为了实现等效高开关频率以降低输出直流电压纹波大小，采取三角载波移相控制方法，即三角载波tr1、tr2与tr3依次彼此移相60度,三角载波tr4、tr5与tr6依次彼此移相60度。
70.最后应当说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对本发明保护范围的限制，尽管参照较佳实施例对本发明作了详细地说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的实质和范围。