电源控制装置的制作方法

1.本说明书中所公开的发明涉及一种电源控制装置。


背景技术：

2.以往，提出有用于形成开关电源装置的开关电源用电路(例如，参照本案申请人所创作的专利文献1)。
3.[背景技术文献]
[0004]
[专利文献]
[0005]
[专利文献1]日本专利特开2020-89043号公报


技术实现要素：

[0006]
[发明要解决的问题]
[0007]
然而，关于应对宽幅的输入电压、维持电流检测增益、或简化电路，尚有进一步研究的余地。
[0008]
本说明书中公开的发明是鉴于由本技术的发明者等人发现的所述问题，目的在于提供一种电源控制装置，它能够实现应对宽幅的输入电压、维持电流检测增益、或简化电路这些效果。
[0009]
[解决问题的技术手段]
[0010]
例如，本说明书中公开的电源控制装置是以控制从输入电压产生输出电压的开关电源的输出段的方式构成，且具有：误差放大器，以产生与所述输出电压所对应反馈电压和规定的基准电压的差分相对应的误差电压的方式构成；斜率电压产生电路，以产生与在所述输出段中流动的电感电流相对应的斜坡波形的斜率电压(slope voltage)，且所述斜坡波形的斜率依存于所述输入电压的方式构成；参照电压产生电路，以产生依存于所述输出电压的参照电压的方式构成；重置比较器，以对所述误差电压与所述斜率电压进行比较而产生重置信号的方式构成；跳跃比较器，以对所述误差电压与所述参照电压进行比较而产生跳跃信号的方式构成；振荡器，以产生固定频率的设置信号的方式构成；及控制器，以受理所述设置信号、所述重置信号及所述跳跃信号各自的输入而在固定接通时间控制动作与固定频率电流模式动作的任一动作中进行所述输出段的开关驱动的方式构成。
[0011]
另外，例如本说明书中公开的电流检测电路构成为，在所述输出段的断开期间对开关电源的输出段展现出的开关电压进行取样，并在所述输出段的接通期间将其作为电流检测电压保持输出，且具有：电容电路，构成为在所述开关电压的取样期间成为第1电容值，在所述电流检测电压的保持期间成为小于所述第1电容值的第2电容值；及感测放大器，以根据所述电容电路的充电电压而产生所述电流检测电压的方式构成。
[0012]
另外，例如本说明书中公开的斜率电压产生电路具有：电容电路，构成为在所述输出段的断开期间对开关电源的输出段展现出的开关电压进行取样，并在所述输出段的接通期间将其作为电流检测电压保持输出；及电流源，通过在所述接通期间向所述电容电路流
入充电电流，而产生对所述电流检测电压加上斜坡电压(ramp voltage)所得的斜率电压。
[0013]
此外，关于其它特征、要素、步骤、优点、及特性，根据后续的具体实施方式及与其相关的附图而变得更明了。
[0014]
[发明的效果]
[0015]
根据本说明书中公开的发明，可提供一种电源控制装置，能够实现应对宽幅的输入电压、维持电流检测增益、或简化电路这些效果。
附图说明
[0016]
图1是表示开关电源的第1实施方式的图。
[0017]
图2是表示基本开关控制的一例的图。
[0018]
图3是表示随负载变动产生的波形变动的情况的图。
[0019]
图4是表示脉冲跳跃控制的一例的图。
[0020]
图5是表示固定接通时间控制动作的一例的图。
[0021]
图6是表示第1实施方式中的电源控制装置的主要部分的图。
[0022]
图7是表示开关电源的第2实施方式的图。
[0023]
图8是表示电流检测电路的第1构成例的图。
[0024]
图9是表示电流检测电路的第2构成例的图。
[0025]
图10是表示第2构成例中的电流检测电路的一动作例的图。
[0026]
图11是表示开关电源的第3实施方式的图。
[0027]
图12是表示第3实施方式中的电源控制装置的主要部分的图。
[0028]
图13是以示意的方式表示电流信息与斜坡波形的叠加处理的图。
[0029]
图14是表示斜率电压产生电路的一动作例的图。
[0030]
图15是表示第2实施方式与第3实施方式的组合例的图。
具体实施方式
[0031]
＜第1实施方式＞
[0032]
[开关电源]
[0033]
图1是表示开关电源1的第1实施方式的图。本实施方式的开关电源1是从输入电压vin产生输出电压vout(＜vin)并供给到负载z的降压型dc/dc(direct current/direct current，直流/直流)转换器，具有电源控制装置10、及外置于电源控制装置10上的各种分立零件(例如电感器l1、电容器co、及电阻器r1以及r2)。
[0034]
此外，开关电源1最适合用作伴随nc[numerical control，数控]机床高功能化的fpga[field-programmable gate array，现场可编程门阵列]用低消耗电源、或适于5g的通信单元系统用低消耗电源。
[0035]
电源控制装置10是以控制开关电源1的半桥输出段hb(包含下文提及的输出元件11、整流元件12、电感器l1及电容器co)的方式构成的半导体集成电路装置(所谓的电源控制ic)。此外，电源控制装置10具备外部端子t1～t4以作为用于确立与装置外部的电连接的机构。当然，在电源控制装置10上设置所述以外的外部端子(升压带用电容器的连接端子等)也无妨。
[0036]
对电源控制装置10的外部连接进行说明。外部端子t1(＝电源端子)连接于输入电压vin的输入端。外部端子t2(＝开关端子)连接于电感器l1的第1端。外部端子t3(＝接地端子)连接于接地端pgnd。此外，以下有时将要施加给接地端pgnd的电位称为接地电位pgnd(＝0v)。电感器l1的第2端、及电容器co以及电阻器r1各自的第1端都连接于输出电压vout的输出端(＝负载z的第1端)。电阻器r1的第2端与电阻器r2的第1端都连接于外部端子t4(＝反馈端子)。电容器co、电阻器r2及负载z各自的第2端都连接于接地端pgnd。
[0037]
[电源控制装置]
[0038]
接下来，对电源控制装置10的内部构成进行说明。电源控制装置10具有输出元件11、整流元件12、误差放大器13、相位补偿电路14、斜率电压产生电路15、重置比较器16、参照电压产生电路17、跳跃比较器18、振荡器19、控制器1a、驱动器1b、及零交叉检测电路1c。
[0039]
输出元件11与整流元件12是形成开关电源1的半桥输出段hb的开关元件(都是n通道型mos[metal oxide semiconductor，金属氧化物半导体]场效应晶体管)，根据栅极信号g1及g2而互补地开关驱动。此外，这里的“互补地”这一用语应当被广义地理解成，不仅包括输出元件11与整流元件12的接通/断开状态完全相反的情况，还包括设有两者同时断开期间(所谓的空载时间(dead time))的情况。
[0040]
对连接关系加以阐述的话，就是输出元件11的漏极连接于外部端子t1。输出元件11的源极与整流元件12的漏极都连接于外部端子t2。整流元件12的源极连接于外部端子t3。输出元件11及整流元件12各自的栅极分别连接于栅极信号g1及g2的施加端。此外，作为输出元件11，可以使用p通道型mos场效应晶体管。另外，作为整流元件12，可以使用二极管。也就是说，关于开关电源1的整流方式，并不限于同步整流方式，也可以采用二极管整流方式。另外，可以将输出元件11及整流元件12的至少一者外置于电源控制装置10上。
[0041]
在所述半桥输出段hb中，当栅极信号g1为高电平且栅极信号g2为低电平时，输出元件11接通，整流元件12断开。结果，从外部端子t1经由输出元件11到达外部端子t2的电流路径中流动有上侧电感电流i11，而在电感器l1中积蓄电能。该状态相当于半桥输出段的接通期间ton。另一方面，当栅极信号g1为低电平且栅极信号g2为高电平时，输出元件11断开，整流元件12接通。结果，从外部端子t3经由整流元件12到达外部端子t2的电流路径中一直流动有下侧电感电流i12，直至电感器l1中积蓄的电能耗尽为止。该状态相当于半桥输出段的断开期间toff。
[0042]
通过重复这样的开关驱动，外部端子t2中会展现出矩形波状的开关电压vsw。因此，通过使用电感器l1与电容器co让开关电压vsw变得平滑，从而能够获得直流的输出电压vout。
[0043]
误差放大器13通过输出与从外部端子t4输入到反转输入端(-)的反馈电压vfb(＝输出电压vout的分压电压)和输入到非反转输入端(+)的规定基准电压vref的差分相对应的误差电流i0，而在输出端产生误差电压v0。具体阐述则是，当vfb＜vref时，从误差放大器13向相位补偿电路14流入误差电流i0而使误差电压v0提升。反之，当vfb＞vref时，从相位补偿电路14向误差放大器13引入误差电流i0而使误差电压v0降低。此外，反馈电压vfb与基准电压vref的差分值越大，则误差电流i0的绝对值也越大。
[0044]
相位补偿电路14是连接于误差放大器13的输出端与接地端之间的rc电路。此外，关于相位补偿电容值及相位补偿电阻值，只要分别考虑输出反馈回路增益而适当设定即
可。另外，可以是相位补偿电路14的局部或全部外置于电源控制装置10。
[0045]
斜率电压产生电路15产生与上文提及的半桥输出段hb中流动的电感电流il相对应的斜坡波形的斜率电压v1。此外，本图中举的是检测流动于输出元件11中的上侧电感电流i11并使用该检测结果(＝上侧电流检测电压vsh)对斜率电压v1赋予电流信息的例子，但并不限定于电感电流il的反馈方法，如下文提及的第2实施方式或第3实施方式所示，也可以检测流动于整流元件12中的下侧电感电流i12。
[0046]
另外，斜率电压产生电路15以斜率电压v1中的斜坡波形的斜率依存于输入电压vin的方式构成。关于斜率电压产生电路15的构成及动作，稍后加以详细说明。
[0047]
重置比较器16对要输入到反转输入端(-)的误差电压v0与要输入到非反转输入端(+)的斜率电压v1进行比较而产生重置信号rst。因此，当v0＜v1时，重置信号rst为高电平，当v0＞v1时，重置信号rst为低电平。
[0048]
参照电压产生电路17产生依存于输出电压vout的参照电压v2。关于参照电压产生电路17的构成及动作，稍后加以详细说明。
[0049]
跳跃比较器18对要输入到反转输入端(-)的误差电压v0与要输入到非反转输入端(+)的参照电压v2进行比较而产生跳跃信号skip。因此，当v0＞v2时，跳跃信号skip为低电平，当v0＜v2时，跳跃信号skip为高电平。
[0050]
振荡器19产生固定频率fsw的设置信号set。
[0051]
控制器1a以受理设置信号set、重置信号rst及跳跃信号skip各自的输入，在固定接通时间控制动作与固定频率电流模式动作的任一种动作中进行半桥输出段的开关驱动的方式，产生控制脉冲信号s1及s2。此外，关于由控制器1a进行的开关驱动，稍后加以详细阐述。
[0052]
驱动器1b基于控制脉冲信号s1及s2产生栅极信号g1及g2。例如，驱动器1b在控制脉冲信号s1为高电平时，将栅极信号g1设为高电平，在控制脉冲信号s1为低电平时，将栅极信号g1设为低电平。另外，驱动器1b在控制脉冲信号s2为高电平时，将栅极信号g2设为高电平，在控制脉冲信号s2为低电平时，将栅极信号g2设为低电平。
[0053]
零交叉检测电路1c通过对半桥输出段hb的断开期间toff(＝输出元件11断开且整流元件12接通的期间)所产生的开关电压vsw(＝pgnd-i12
×
r12)与接地电位pgnd进行比较，而产生逆流检测信号s3。当vsw＜pgnd时，逆流检测信号s3例如为低电平(＝正常时的逻辑电平)，当vsw＞pgnd时，逆流检测信号s3例如为高电平(＝逆流检测时的逻辑电平)。也就是说，在半桥输出段hb的断开期间toff，电感器l1的电能耗尽，而成为下侧电感电流i12从外部端子t2经由整流元件12向外部端子t3流动的状态(＝逆流状态)时，逆流检测信号s3从低电平上升到高电平。
[0054]
此外，控制器1a受理逆流检测信号s3的输入，在逆流检测信号s3上升到高电平时，将控制脉冲信号s1及s2都设为低电平。由此，输出元件11及整流元件12两者都断开，半桥输出段成为输出高阻抗状态(hiz)。结果，下侧电感电流i12的逆流被阻断，因此能够提高轻负载时的效率。
[0055]
[基本开关控制(固定频率电流模式动作)]
[0056]
图2是表示由控制器1a进行的基本开关控制的一例的图，由上而下描绘有开关电压vsw、电感电流il、误差电压v0以及斜率电压v1、设置信号set及重置信号rst。
[0057]
在时刻t11，设置信号set产生脉冲时，控制器1a中，控制脉冲信号s1及s2各自的逻辑电平被切换成，接通输出元件11，断开整流元件12。结果，电感电流il从减少转为增大，斜率电压v1开始上升。另外，开关电压vsw从低电平(≒pgnd)上升到高电平(≒vin)。
[0058]
然后，在时刻t12，斜率电压v1超过误差电压v0时，重置信号rst上升到高电平。此时，控制器1a将控制脉冲信号s1及s2各自的逻辑电平切换成，断开输出元件11，接通整流元件12。结果，电感电流il从增大转为减少。此外，因为斜率电压v2迅速降低到0v，所以重置信号rst没有延迟地下降到低电平。另外，开关电压vsw从高电平(≒vin)下降到低电平(≒pgnd)。
[0059]
时刻t12之后，也是重复与所述一样的动作。如此，作为控制器1a的基本开关控制，是在固定频率电流模式动作中进行半桥输出段的开关驱动。具体阐述则是，控制器1a与固定频率fsw的设置信号set同步地进行电流模式控制方式的pwm[pulse width modulation，脉宽调制]控制。
[0060]
图3是表示随基本开关控制中的负载变动(本图中，是流动于负载z的输出电流iout减少)产生的波形变动的情况的图，与上文提及的图2一样，由上而下描绘有开关电压vsw、电感电流il、误差电压v0以及斜率电压v1、设置信号set及重置信号rst。
[0061]
作为电流模式控制的一种的基本开关控制中，随着输出电流iout(甚至是电感电流il的平均值)的变动，误差电压v0也发生变动。按本图进行阐述的话，则是电感电流il从实线减少到虚线那样，误差电压v0也从实线降低到虚线那样。也就是说，因输出电流iout的减少而使对电容器co的充电量过大时，以输出电压vout上升，甚至误差电压v0降低的方式发挥作用。
[0062]
[脉冲跳跃控制]
[0063]
图4是表示由控制器1a进行的脉冲跳跃控制的一例的图，由上而下描绘有开关电压vsw、电感电流il、误差电压v0、斜率电压v1以及参照电压v2、跳跃信号skip、设置信号set及重置信号rst。此外，本图中，参照电压v2是固定值。
[0064]
在时刻t23之前，v0＞v2，因此跳跃信号skip一直维持为低电平。此时，控制器1a根据设置信号set及重置信号rst，在上文所述的固定频率电流模式动作中实施半桥输出段hb的开关驱动。也就是说，时刻t23之前的行为与图2的时刻t11～t12一样，因此不再加以赘述。
[0065]
另一方面，随着输出电流iout的减少，在时刻t23，误差电压v0低于参照电压v2时，跳跃信号skip会从低电平上升到高电平。此时，控制器1a实施脉冲跳跃控制。具体阐述则是，控制器1a遮蔽设置信号set，暂停半桥输出段的开关驱动(上文所述的基本开关控制)。此外，图中的虚线表示如果未执行脉冲跳跃控制就可能会在设置信号set及重置信号rst产生的脉冲、以及可能会在开关电压vsw以及斜率电压v1中出现的电压波形。
[0066]
如此，当开关电源1为轻负载状态(＝输出电流iout相对较小的状态)时，通过执行上述脉冲跳跃控制，能够抑制开关损耗，因此能够提高轻负载时的效率。
[0067]
此外，在上述脉冲跳跃控制时，可以由控制器1a遮蔽设置信号set，或者使振荡器19的振荡动作本身停止。
[0068]
[从脉冲跳跃控制的恢复动作]
[0069]
接下来，对从脉冲跳跃控制的恢复动作进行考察。作为从脉冲跳跃控制的恢复动
作，只要在输出电流iout增大且跳跃信号skip下降到低电平的时点，解除对设置信号set的遮蔽，之后再重新开始上述基本开关控制即可。
[0070]
但是，如果振荡器19的振荡动作(＝设置信号set的脉冲产生动作)与跳跃信号skip的下降时点不同步，那么跳跃信号skip的下降时点到设置信号set的脉冲产生时点的间隙就会变长。因此，担心会招致输出降低及输出波动增大。
[0071]
鉴于所述不良状况，理想的是，振荡器19中与跳跃信号skip的下降时点同步地重新开始设置信号set的脉冲产生动作，也就是说，将设置信号set的脉冲产生时点初始化。如果是这样的构成，就能抑制输出降低及输出波动增大。
[0072]
[固定接通时间控制动作]
[0073]
图5是表示固定接通时间控制动作的一例的图，由上而下描绘有误差电压v0、斜率电压v1以及参照电压v2、跳跃信号skip、设置信号set、重置信号rst、控制脉冲信号s1、及电感电流il。
[0074]
此外，本图中示出的是以下的实例：输出电流iout相对较小，上文所述的基本开关控制(图2)与脉冲跳跃控制(图4)交替重复。具体阐述则是，本图的实例中重复执行一连串动作，即跳跃信号skip的下降
→
向基本开关控制的恢复(设置信号set的单触发脉冲产生)
→
随输出电压vout上升产生的误差电压v0降低
→
跳跃信号skip的上升
→
向脉冲跳跃控制的转变(设置信号set的遮蔽)
→
随输出电压vout降低产生的误差电压v0上升
→
跳跃信号skip的下降。
[0075]
通过所述一连串动作，在本图的实例中，误差电压v0在参照电压v2的附近得以稳定化(钳位)。另外，在控制脉冲信号s1的高电平期间中的斜率电压v1的斜率固定的情况下，每次产生设置信号set的脉冲时都会出现的控制脉冲信号s1的高电平期间也成为实质上固定的长度。鉴于此，在本图的实例中，可以说是进行了与固定接通时间控制动作实质上等效的控制。
[0076]
此外，所述固定接通时间控制动作中的设置信号set的脉冲产生间隔依据输出电流iout而定。具体而言，输出电流iout越大，设置信号set的脉冲产生间隔就越短。而且，当设置信号set的脉冲产生间隔甚至窄到规定间隔时，设置信号set就已经不再被遮蔽，而转为上文所述的基本开关控制。
[0077]
正如以上所说明的那样，能够以根据控制器1a，在轻负载状态(＝相当于第1负载状态)下，进行固定接通时间控制动作，在重负载状态(＝相当于负载比第1负载状态更重的第2负载状态)下，进行固定频率电流模式动作的方式，实现与负载状态相对应的混合控制。
[0078]
[无缝的模式切换]
[0079]
而要想在轻负载状态下的固定接通时间控制动作与重负载状态下的固定频率电流模式动作之间进行无缝的模式切换，关键在于在模式切换前后使输出元件11的接通时间一致。以下，就用于实现此目标的方法进行揭示。
[0080]
图6是表示第1实施方式中的电源控制装置10的主要部分(斜率电压产生电路15、参照电压产生电路17、及其周边电路)的图。
[0081]
首先，对斜率电压产生电路15进行说明。在本图中，斜率电压产生电路15包含n通道型mos场效应晶体管n11及n12、p通道型mos场效应晶体管p11及p12、电阻器r11～r13、电容器c11、以及运算放大器amp。
[0082]
电阻器r11及r12串联连接于输入电压vin的施加端与接地端之间。电阻器r11与电阻器r12的连接节点相当于与输入电压vin相对应的分压电压vdiv(＝{r12/(r11+r12)}
×
vin)的输出端。运算放大器amp的非反转输入端(+)连接于所述电阻器r11与电阻器r12的连接节点。运算放大器amp的反转输入端(-)连接于晶体管n1的源极与电阻器r13的第1端。运算放大器amp的输出端连接于晶体管n1的栅极。电阻器r13的第2端连接于接地端。
[0083]
晶体管p11及p12各自的源极都连接于电源电压avcc的施加端。晶体管p11及p12各自的栅极都连接于晶体管p11的漏极。晶体管p11的漏极连接于晶体管n11的漏极。
[0084]
晶体管p12及n12各自的漏极与电容器c11的第1端都连接于斜率电压v1的输出端。电容器c11的第2端与晶体管n12的源极都连接于接地端。晶体管n12的栅极连接于反转控制脉冲信号s1b(＝使控制脉冲信号s1的逻辑电平反转后的信号)的施加端。
[0085]
在包含所述构成的斜率电压产生电路15中，运算放大器amp以非反转输入端(+)与反转输入端(-)虚短路的方式进行晶体管n11的栅极控制。结果，晶体管n11的漏极中，流动有与分压电压vdiv(甚至是输入电压vin)相对应的漏极电流id(＝vdiv/r13)。另外，晶体管p11及p12形成所谓的电流镜，复制所述漏极电流id而产生电容器c11的充电电流ichg(＝α
×
id，其中，α是镜比)。也就是说，所述晶体管n11、晶体管p11及p12、电阻器r11～r13及运算放大器amp作为会产生与输入电压vin相对应的充电电流ichg的充电电流产生部发挥功能。
[0086]
另外，晶体管n12作为与反转控制脉冲信号s1b同步地对电容器c11进行充放电切换的充放电开关发挥功能。具体阐述则是，在反转控制脉冲信号s1b的低电平期间(＝输出元件11的接通时间)，晶体管n12断开，因此，电容器c11通过充电电流ichg而得以充电。另一方面，在反转控制脉冲信号s1b的高电平期间(＝输出元件11的断开时间)，晶体管n12接通，因此，电容器c11迅速放电。
[0087]
此外，斜率电压产生电路15将电容器c11的充电电压作为斜率电压v1输出。因此，斜率电压v1成为斜坡波形，即，当输出元件11接通时以与充电电流ichg相对应的斜率上升，当输出元件11断开时迅速下降到零值。
[0088]
这里，充电电流ichg具有依存于输入电压vin的特性。也就是说，输入电压vin越高，充电电流ichg就越大，因此斜率电压v1的斜率变得陡峭。结果，因为误差电压v0与斜率电压v1的交叉时点提前，所以使得输出元件11的接通时间缩短。反之，输入电压vin越低，充电电流ichg就越小，因此斜率电压v1的斜率变得平缓。结果，因为误差电压v0与斜率电压v1的交叉时点延迟，所以使得输出元件11的接通时间延长。
[0089]
接下来，对参照电压产生电路17进行说明。在本图中，参照电压产生电路17包含电阻器r14～r19及电容器c12～c14。
[0090]
电阻器r14的第1端连接于开关电压vsw的施加端。电阻器r14的第2端连接于电阻器r15及r16各自的第1端。电阻器r16的第2端连接于电阻器r17及电容器c12各自的第1端。电阻器r17的第2端连接于电阻器r18及电容器c13各自的第1端。电阻器r18的第2端及电阻器r19以及电容器c14各自的第1端都连接于参照电压v2的输出端。电阻器r15以及r19及电容器c12～c14各自的第2端都连接于接地端。
[0091]
如此，参照电压产生电路17包含分压器与多段低通滤波器，将矩形波状的开关电压vsw分压及平滑化而产生参照电压v2。也就是说，参照电压v2是与输出电压vout等效的电压信号，具有依存于半桥输出段的接通负载don(＝vout/vin)的特性。具体阐述则是，接通
负载don越高，参照电压v2就越高，接通负载don越低，参照电压v2就越低。另外，如果着眼于输入电压vin，则是输入电压vin越高，参照电压v2就越低，输入电压vin越低，参照电压v2就越高。
[0092]
接下来，对重置比较器16及跳跃比较器18各自的输入段1x进行说明。在本图中，输入段1x包含p通道型mos场效应晶体管p13～p19以及电阻器r20及r21。
[0093]
晶体管p16～p19各自的源极都连接于电源电压avcc的施加端。晶体管p16～p19各自的栅极都连接于晶体管p16的漏极。如此连接的晶体管p16～p19作为电流镜发挥功能，该电流镜复制要输入到晶体管p16的漏极的基准电流iref并从晶体管p17～p19的漏极输出。
[0094]
晶体管p17的漏极与电阻器r20的第1端作为节点电压v1a的施加端连接于重置比较器16的非反转输入端(+)。电阻器r20的第2端连接于晶体管p13的源极。晶体管p13的栅极连接于斜率电压v1的施加端。晶体管p13的漏极连接于接地端。所述节点电压v1a成为对斜率电压v1加上晶体管p13的接通阈值电压与电阻器r20的两端间电压所得的电压信号(＝v1+vth(p13)+iref
×
r20)。此外，也可以设为按使节点电压v1a带有滞后的方式切换电阻器r20的电阻值的构成。
[0095]
晶体管p18的漏极与晶体管p14的源极作为节点电压v0a的施加端连接于重置比较器16的反转输入端(-)与跳跃比较器18的反转输入端(-)。晶体管p14的栅极连接于误差电压v0的施加端。晶体管p14的漏极连接于接地端。所述节点电压v0a成为对误差电压v0加上晶体管p14的接通阈值电压所得的电压信号(＝v0+vth(p14))。
[0096]
晶体管p19的漏极与电阻器r21的第1端作为节点电压v2a的施加端连接于跳跃比较器18的非反转输入端(+)。电阻器r21的第2端连接于晶体管p15的源极。晶体管p15的栅极连接于参照电压v2的施加端。晶体管p15的漏极连接于接地端。所述节点电压v2a成为对参照电压v2加上晶体管p15的接通阈值电压与电阻器r21的两端间电压所得的电压信号(＝v2+vth(p15)+iref
×
r21)。此外，也可以设为按使节点电压v2a带有滞后的方式切换电阻器r21的电阻值的构成。
[0097]
如此，重置比较器16及跳跃比较器18具备输入段1x，该输入段1x通过分别在晶体管p13～p15的栅极处受理误差电压v0、斜率电压v1及参照电压v2而具有较高的输入阻抗。因此，重置比较器16及跳跃比较器18不易受到前段的斜率电压产生电路15及参照电压产生电路17的影响。
[0098]
以上，在本实施方式的电源控制装置10中，要输入到重置比较器16的斜率电压v1的斜坡梯度具有依存于输入电压vin的特性，而且，要输入到跳跃比较器18的参照电压v2具有依存于输出电压vout的特性。
[0099]
通过采用本构成，跳跃比较器18在上文所述的轻负载状态下，不仅作为误差电压v0的钳位机构发挥功能，也会作为用于固定接通时间控制的主比较器发挥功能，以在动作模式切换前后，输出元件11的接通时间一致的方式，使误差电压v0的钳位电平(＝参照电压v2)变化。
[0100]
因此，即使在必须以较宽的输入电压范围(例如vin＝30～80v)驱动开关电源1的情况下，理论上也能在固定接通时间控制动作与固定频率电流模式动作这两个动作中使输出元件11的接通时间一致(＝使接通时间比率接近于1)，因此能够实现无缝的模式切换，抑制模式切换时的输出过冲及输出下冲。
[0101]
＜第2实施方式＞
[0102]
[开关电源]
[0103]
图7是表示开关电源1的第2实施方式的图。本实施方式的开关电源1与上文提及的第1实施方式(图1)相比，多数部分是共通的，但输出反馈控制的拓扑进行了变更。具体而言，去掉了上文提及的参照电压产生电路17及跳跃比较器18，同时又新追加了电流检测电路1d、gm放大器1e、及相位补偿电路14x。因此，对已经提及的构成要素，通过标注与图1相同的符号来省略重复的说明，以下，对本实施方式的特征部分进行重点说明。
[0104]
电流检测电路1d在半桥输出段hb的断开期间toff(＝输出元件11断开且整流元件12接通的期间)对开关电压vsw进行取样，在半桥输出段hb的接通期间ton(＝输出元件11接通且整流元件12断开的期间)将其作为下侧电流检测电压vsl保持输出。此外，下侧电流检测电压vsl相当于在整流元件12中流动的下侧电感电流i12的检测结果。关于电流检测电路1d的构成及动作，稍后加以详细说明。
[0105]
如同上文也提到的那样，误差放大器13(＝相当于第1放大器)会产生与反馈电压vfb和基准电压vref的差分相对应的误差电压v0(＝相当于第1误差电压)。但是，不同于第1实施方式(图1)，误差电压v0被输入到gm放大器1e而非重置比较器16。
[0106]
gm放大器1e(＝相当于第2放大器)通过输出误差电流i0x，而在输出端产生误差电压v0x(＝相当于第2误差电压)，该误差电流i0x与从误差放大器13输入到非反转输入端(+)的误差电压v0和从电流检测电路1d输入到反转输入端(-)的下侧电流检测电压vsl的差分相对应。具体阐述则是，当v0＞vsl时，从gm放大器1e向相位补偿电路14x流入误差电流i0x而使误差电压v0x提升。反之，当v0＜vsl时，从相位补偿电路14x向gm放大器1e引入误差电流i0x而使误差电压v0x下降。此外，误差电压v0与下侧电流检测电压vsl的差分值越大，则误差电流i0x的绝对值也越大。
[0107]
相位补偿电路14x是连接于gm放大器1e的输出端与接地端之间的rc电路。此外，关于相位补偿电容值及相位补偿电阻值，只要分别考虑输出反馈回路增益而适当设定即可。另外，可以是相位补偿电路14x的局部或全部外置于电源控制装置10。
[0108]
斜率电压产生电路15产生与设置信号set同步的斜坡波形的斜率电压v1。
[0109]
重置比较器16对要输入到非反转输入端(+)的误差电压v0x与要输入到反转输入端(-)的斜率电压v1进行比较而产生重置信号rst。因此，当v0x＞v1时，重置信号rst为高电平，当v0x＜v1时，重置信号rst为低电平。
[0110]
控制器1a以受理设置信号set及重置信号rst各自的输入而在固定频率电流模式动作中进行半桥输出段hb的开关驱动的方式，产生控制脉冲信号s1及s2。
[0111]
[电流检测电路]
[0112]
图8是表示电流检测电路1d的第1构成例的图。本构成例的电流检测电路1d包含电容器c0、开关sw1及sw2、以及感测放大器sa。
[0113]
开关sw1的第1端连接于开关电压vsw的施加端。开关sw1的第2端及电容器c0的第1端都连接于感测放大器sa的非反转输入端(+)。开关sw2的第1端连接于接地端pgnd。开关sw2及电容器c0各自的第2端都连接于感测放大器sa的反转输入端(-)。感测放大器sa的输出端连接于下侧电流检测电压vsl的施加端。此外，本图中虽未明示，但在开关电压vsw的施加端及接地端pgnd与开关sw1及sw2之间，宜设置与半桥输出段hb同步地动作的输入段(例
如，参照图9的n通道型mos场效应晶体管n1～n4)。
[0114]
在本构成例的电流检测电路1d中，在开关电压vsw的取样期间，开关sw1及sw2都接通。此时，电容器c0被充电至它的两端间电压成为大致开关电压vsw(＝i12
×
ron，其中ron是整流元件12的接通电阻值)为止。另一方面，在下侧电流检测电压vsl的保持期间，开关sw1及sw2都断开。此时，电容器c0的两端间积蓄的充电电压(≒vsw)被输出到感测放大器sa。感测放大器sa将电容器c0的充电电压放大而产生下侧电流检测电压vsl。
[0115]
因此，开关电压vsw越高，则下侧电流检测电压vsl也越高，开关电压vsw越低，则下侧电流检测电压vsl也越低。换句话说，下侧电感电流i12越大，下侧电流检测电压vsl就越高，下侧电感电流i12越小，下侧电流检测电压vsl就越低。
[0116]
而要想使开关电源1支持大电流输出规格，鉴于半桥输出段hb的损耗减少(甚至是发热抑制)，作为输出元件11及整流元件12必须使用低接通电阻品。但是，整流元件12的低接通电阻化程度越高，则单个电容器c0所能保持的充电电压(≒vsw)越低，因此难以维持电流检测增益。以下，提出能够解决这种问题的新颖构成。
[0117]
图9是表示电流检测电路1d的第2构成例的图。本构成例的电流检测电路1d包含n通道型mos场效应晶体管n1～n4、电容电路cap、及感测放大器sa。此外，电容电路cap包含电容器c1～c3与开关sw1～sw8。
[0118]
晶体管n1及n3各自的漏极都连接于开关电压vsw的施加端。晶体管n1的源极与晶体管n2的漏极都连接于节点n1。晶体管n3的源极与晶体管n4的漏极都连接于节点n2。晶体管n2及n4各自的源极都连接于接地端pgnd。晶体管n1的栅极连接于栅极信号g2的施加端。晶体管n2的栅极连接于反转栅极信号g2b(＝使栅极信号g2的逻辑电平反转后的信号)的施加端。晶体管n3的栅极连接于接地端pgnd。晶体管n4的栅极连接于电源端。
[0119]
此外，所述晶体管n1相当于第1晶体管，连接于开关电压vsw的施加端与节点n1之间，构成为在半桥输出段hb的断开期间toff(g1＝l、g2＝h)接通，在半桥输出段hb的接通期间ton(g1＝h、g2＝l)断开。另外，晶体管n2相当于第2晶体管，连接于节点n1与接地端pgnd之间，构成为在半桥输出段hb的断开期间toff断开，在半桥输出段hb的接通期间ton接通。鉴于这些动作，在节点n1展现出的节点电压vx在半桥输出段hb的接通期间ton成为接地电位pgnd，在半桥输出段hb的断开期间toff成为开关电压vsw。
[0120]
另外，所述晶体管n3相当于第3晶体管，连接于开关电压vsw的施加端与节点n2之间，以始终断开的方式构成。另外，晶体管n4相当于第4晶体管，连接于节点n2与接地端pgnd之间，以始终接通的方式构成。因此，在节点n2展现出的节点电压vy始终为接地电位pgnd。此外，通过设置晶体管n3及n4，能够使节点n1及n2各自的输入阻抗匹配。
[0121]
开关sw1、sw3及sw5各自的第1端都连接于节点n1。开关sw2、sw4及sw6各自的第2端都连接于节点n2。开关sw1的第2端及电容器c1的第1端都连接于感测放大器sa的非反转输入端(+)。开关sw2及电容器c1各自的第2端都连接于开关sw7的第1端。开关sw3的第2端及电容器c2的第1端都连接于开关sw7的第2端。开关sw4及电容器c2各自的第2端都连接于开关sw8的第1端。开关sw5的第2端及电容器c3的第1端都连接于开关sw8的第2端。开关sw6及电容器c3各自的第2端都连接于感测放大器sa的反转输入端(-)。感测放大器sa的输出端连接于下侧电流检测电压vsl的施加端。
[0122]
在本构成例的电流检测电路1d中，在开关电压vsw的取样期间，开关sw1～sw6都接
通且开关sw7及sw8都断开。此时，电容器c1～c3成为并联连接于节点n1(＝开关电压vsw的施加端)与节点n2(＝接地端pgnd)之间的状态。因此，电容器c1～c3被充电至各自的两端间电压成为大致开关电压vsw为止。
[0123]
另一方面，在下侧电流检测电压vsl的保持期间，开关sw1～sw6都断开且开关sw7及sw8都接通。此时，电容器c1～c3成为串联连接于感测放大器sa的非反转输入端(+)与反转输入端(-)之间的状态。因此，包含电容器c1～c3的电容器列两端间所积蓄的充电电压(≒3
×
vsw)被输出到感测放大器sa。感测放大器sa将所述电容器列的充电电压放大而产生下侧电流检测电压vsl。
[0124]
如此，开关sw1～sw8相当于开关群，构成为在开关电压vsw的取样期间将电容器c1～c3设为并联连接状态，在下侧电流检测电压vsl的保持期间将电容器c1～c3设为串联连接状态。
[0125]
此外，所述开关群可被分成以下几类来理解：连接于节点n1与电容器c1～c3各自的第1端之间的第1开关(sw1、sw3及sw5)、连接于节点n2与电容器c1～c3各自的第2端之间的第2开关(sw2、sw4及sw6)、及连接于电容器c1～c3相互之间的第3开关(sw7及sw8)。
[0126]
而且，在本构成例的电流检测电路1d中，电容电路cap作为可变电容器发挥功能，此种可变电容器构成为，在开关电压vsw的取样期间成为第1电容值(＝c1+c2+c3)，在下侧电流检测电压vsl的保持期间成为小于第1电容值的第2电容值(＝c1//c2//c3)。
[0127]
通过设定成这样的构成，即使整流元件12的接通电阻值较低，也能更确实地提取下侧电感电流i12的信息。因此，能够维持电流检测电路1d中的电流检测增益，提高下侧电感电流检测型电流模式控制的稳定性。
[0128]
此外，本图中例示了能够将取样的开关电压vsw升压至3倍后保持输出的电容电路cap，但关于该升压倍数，能够通过增减要串联连接或并联连接的电容器个数来任意调整。另外，电容电路cap只要将上文提及的第2电容值(c1//c2//c3)适当设计成能够在半桥输出段hb的接通期间ton顺利地保持下侧电流检测电压vsl即可。
[0129]
图10是表示第2构成例中的电流检测电路1d的一动作例的图，描绘有开关电压vsw与电感电流il。
[0130]
时刻t31表示开关电压vsw的取样时点。在该时点，将开关sw1～sw6接通，将开关sw7及sw8断开，由此能够使用并联连接状态的电容器c1～c3对开关电压vsw进行取样。
[0131]
此外，开关电压vsw的取样时点只要是在半桥输出段hb的断开期间toff，就可以是任意时间，尤其是如时刻t31所示，理想的是断开期间toff的1/2时点(＝相当于断开期间toff的1/2的时点)。只要在这个时点对开关电压vsw进行取样，就能获取电感电流il的平均值，即与输出电流iout相关的电流信息。
[0132]
另一方面，时刻t32～t33表示半桥输出段hb的接通期间ton。此时，通过将开关sw1～sw6断开，将开关sw7及sw8接通，而能够使用串联连接状态的c1～c3将下侧电流检测电压vsl(≒3
×
vsw)保持输出。
[0133]
此外，在开关电压vsw的取样完成后，直到开始保持输出下侧电流检测电压vsl的期间，即在时刻t31～t32，只要将开关sw1～sw6断开即可，对开关sw7及sw8的接通/断开并没有限制。
[0134]
＜第3实施方式＞
[0135]
[开关电源]
[0136]
图11是表示开关电源1的第3实施方式的图。本实施方式的开关电源1与上文提及的第2实施方式(图7)相比，多数部分是共通的，但输出反馈控制的拓扑进行了变更。具体而言，去掉了上文提及的电流检测电路1d、gm放大器1e、及相位补偿电路14x，同时设有兼具电流检测功能的斜率电压产生电路15x来代替斜率电压产生电路15。因此，对已经提及的构成要素，通过标注与图7相同的符号而省略重复的说明，以下，对本实施方式的特征部分进行重点说明。
[0137]
斜率电压产生电路15x产生斜率电压v1x，该斜率电压v1x是将与整流元件12中流动的下侧电感电流i12相对应的下侧电流检测电压vsl和与设置信号set同步的斜坡电压vramp相加所得。此外，关于斜率电压产生电路15x的构成及动作，稍后加以详细阐述。
[0138]
重置比较器16通过对要从误差放大器13输入到反转输入端(-)的误差电压v0与要从斜率电压产生电路15x输入到非反转输入端(+)的斜率电压v1x进行比较，而产生重置信号rst。因此，当v0＜v1x时，重置信号rst成为高电平，当v0＞v1x时，重置信号rst成为低电平。
[0139]
图12是表示第3实施方式中的电源控制装置10的主要部分(斜率电压产生电路15x及其周边电路)的图。本构成例的斜率电压产生电路15x包含n通道型mos场效应晶体管n1～n4、电容电路cap、及电流源cs。此外，包含晶体管n1～n4的输入段的构成及动作因为与上文提及的图9相同，所以不再赘述，以下对本实施方式的特征部分进行重点说明。
[0140]
电容电路cap基本上是构成为在半桥输出段hb的断开期间toff对开关电压vsw进行取样且在半桥输出段hb的接通期间ton将其作为下侧电流检测电压vsl保持输出的取样/保持电路，且包含电容器c0与开关sw1、sw2及sw9。开关sw1的第1端连接于节点n1。开关sw1的第2端连接于电容器c0及开关sw9各自的第1端。开关sw9的第2端连接于接地端。开关sw2的第1端连接于节点n2。开关sw2及电容器c0各自的第2端都连接于重置比较器16的非反转输入端(+)。此外，开关sw9并不构成取样/保持电路，而是设置成对下侧电流检测电压vsl加上下述斜坡电压vramp的机构。
[0141]
电流源cs连接于电源端与电容器c0的第2端之间，在半桥输出段hb的接通期间ton，经由电容器c0及开关sw9向到达接地端pgnd的电流路径流入充电电流iramp。通过这样的充电动作，能够实现电流信息与斜坡波形的叠加处理，即斜率电压v1x的产生处理，该斜率电压v1x是将下侧电流检测电压vsl与斜坡电压vramp相加所得。
[0142]
图13是以示意的方式表示电流信息与斜坡波形的叠加处理的图。在本构成例的斜率电压产生电路15x中，在开关电压vsw的取样期间，开关sw1及sw2接通，开关sw9断开。此时，电容器c0被充电至其两端间电压成为大致开关电压vsw为止。该充电电压相当于下侧电流检测电压vsl(＝与下侧电感电流i12相关的电流信息)。此外，开关电压vsw相对于接地电位pgnd(＝0v)为负电位。因此，充电完成的电容器c0的第1端成为低电位端(＝-vsw＝-vsl)，第2端成为高电位端(＝pgnd＝0v)。
[0143]
另一方面，在下侧电流检测电压vsl的保持期间，开关sw1及sw2都断开，开关sw9接通。也就是说，在将下侧电流检测电压vsl保持输出时，电容器c0的第1端(＝低电位端)为接地状态。结果，遵循电容器c0的电荷守恒定律，电容器c0的第2端(＝高电位端)从接地电位电平移位成正电位(＝+vsl)。
[0144]
另外，此时从电流源cs经由电容器c0及开关sw9向到达接地端pgnd的电流路径流入充电电流iramp。结果，电容器c0的两端间电压按另加到之前所积蓄的下侧电流检测电压vsl中的形式，以与充电电流iramp相对应的斜率不断上升。也就是说，从电容器c0的第2端输出的斜率电压v1x成为对下侧电流检测电压vsl加上斜坡电压vramp所得的电压值。
[0145]
如此，根据斜率电压产生电路15x，能够使单个电容器c0兼用于取样/保持及产生斜坡波这两种用途。因此，能够削减电容器的个数从而缩小电路规模。
[0146]
另外，通过将具有电流信息的斜率电压v1x直接输入到重置比较器16，而使电流模式控制得以成立。也就是说，在实现下侧电感电流检测型电流模式控制时，能够基本直接沿用上侧电感电流检测型电流模式控制的电路构成。具体而言，因为可省略第2实施方式(图7)的gm放大器1e及相位补偿电路14x，所以能够以更小的电路规模实现下侧电感电流检测型电流模式控制。
[0147]
图14是表示斜率电压产生电路15x的一动作例的图，与上文提及的图10同样地，描绘有开关电压vsw与电感电流il。
[0148]
时刻t41表示开关电压vsw的取样时点。在该时点，将开关sw1及sw2接通，将开关sw9断开，由此能够使用电容器c0对开关电压vsw进行取样。
[0149]
此外，开关电压vsw的取样时点只要在半桥输出段hb的断开期间toff，就可以是任意时间，尤其是如时刻t41所示，理想的是断开期间toff的1/2时点(＝相当于断开期间toff的1/2的时点)。只要在这个时点对开关电压vsw进行取样，就能够获取电感电流il的平均值，即与输出电流iout相关的电流信息。关于此点，与上文所述的第2实施方式(图10)相比并无任何变化。
[0150]
另一方面，时刻t42～t43表示半桥输出段hb的接通期间ton。此时，能够通过将开关sw1及sw2断开且将开关sw9接通，而将被充电至电容器c0的下侧电流检测电压vsl(≒vsw)保持输出，并且通过对该下侧电流检测电压vsl(≒vsw)加上斜坡电压vramp，而产生具有电流信息的斜率电压v1x。
[0151]
此外，在开关电压vsw的取样完成后，直到开始保持输出下侧电流检测电压vsl的期间，即在时刻t41～t42，只要将开关sw1及sw2断开即可，对开关sw9的接通/断开并没有限制。
[0152]
＜实施方式的组合＞
[0153]
图15是表示第2实施方式(图9)与第3实施方式(图12)的组合例的图。本图的斜率电压产生电路15x是通过以第3实施方式(图12)的电路构成为基本并且应用第2实施方式(图9)的电路构成，而组装成用于在开关电压vsw的取样期间与下侧电流检测电压vsl的保持期间的各期间内切换电容电路cap的电容值的机构。
[0154]
更具体阐述则是，电容电路cap包含电容器c1～c3、开关群(sw1～sw8)及开关sw9，该开关群(sw1～sw8)构成为，在取样期间将电容器c1～c3设为并联连接状态，在保持期间将电容器c1～c3设为串联连接状态，该开关sw9连接于将电容器c1～c3串联连接而成的电容器列的第1端(＝电容器c1的第1端)与接地端pgnd之间，构成为在开关电压vsw的取样期间断开，在下侧电流检测电压vsl的保持期间接通。另外，电流源cs连接于电容器列的第2端(＝电容器c3的第2端)，通过经由电容器列及开关sw9向到达接地端pgnd的电流路径流入充电电流iramp，而在电容器列的第2端产生斜率电压v1x。
[0155]
此外，在本构成例的斜率电压产生电路15x中，电容电路cap作为可变电容器发挥功能，这种可变电容器构成为，在开关电压vsw的取样期间成为第1电容值(＝c1+c2+c3)，在下侧电流检测电压vsl的保持期间成为小于第1电容值的第2电容值(＝c1//c2//c3)。
[0156]
通过采用这样的构成，即使整流元件12的接通电阻值较低，也能更确实地提取下侧电感电流i12的信息。因此，能够维持斜率电压产生电路15x中的电流检测增益，提高下侧电感电流检测型电流模式控制的稳定性。
[0157]
如此，至此所说明的各种实施方式可以在不矛盾的范围内适当组合加以实施。例如，上文提及的第1实施方式(图1)中，对上侧电感电流检测型电流模式控制的电路构成进行了例示，但也可将它变更为下侧电感电流检测型电流模式控制，组合第2实施方式的电流检测电路1d(图9)、或者第3实施方式的斜率电压产生电路15x(图12)。
[0158]
＜总结＞
[0159]
以下，对上文所说明的各种实施方式进行综合阐述。
[0160]
例如，本说明书中公开的电源控制装置，以控制从输入电压产生输出电压的开关电源的输出段的方式构成，且设定为以下构成(第1构成)，即具有：误差放大器，以产生与所述输出电压所对应反馈电压和规定的基准电压的差分相对应的误差电压的方式构成；斜率电压产生电路，以产生与在所述输出段中流动的电感电流相对应的斜坡波形的斜率电压，且所述斜坡波形的斜率依存于所述输入电压的方式构成；参照电压产生电路，以产生依存于所述输出电压的参照电压的方式构成；重置比较器，以对所述误差电压与所述斜率电压进行比较而产生重置信号的方式构成；跳跃比较器，以对所述误差电压与所述参照电压进行比较而产生跳跃信号的方式构成；振荡器，以产生固定频率的设置信号的方式构成；及控制器，以受理所述设置信号、所述重置信号及所述跳跃信号各自的输入而在固定接通时间控制动作与固定频率电流模式动作的任一动作中进行所述输出段的开关驱动的方式构成。
[0161]
此外，在包含所述第1构成的电源控制装置中，也可以设为以下构成(第2构成)，即，所述控制器在第1负载状态下，进行所述固定接通时间控制动作，在相比于所述第1负载状态负载更重的第2负载状态下，进行所述固定频率电流模式动作。
[0162]
另外，在包含第1或第2构成的电源控制装置中，也可以设为以下构成(第3构成)，即，所述控制器在所述跳跃信号为第1逻辑电平时，根据所述设置信号及所述重置信号来实施所述输出段的开关驱动，另一方面，在所述跳跃信号为第2逻辑电平时，停止所述输出段的开关驱动。
[0163]
另外，在包含所述第1至第3构成中任一构成的电源控制装置中，也可以设为以下构成(第4构成)，即，所述斜率电压产生电路包含：充电电流产生部，以产生与所述输入电压相对应的充电电流的方式构成；电容器，以通过所述充电电流进行充电的方式构成；及充放电开关，以切换所述电容器的充放电的方式构成；且将所述电容器的充电电压作为所述斜率电压输出。
[0164]
另外，在包含所述第1至第4构成中任一构成的电源控制装置中，也可以设为以下构成(第5构成)，即，所述参照电压产生电路将所述输出段展现出的矩形波状的开关电压变得平滑而产生所述参照电压。
[0165]
另外，在包含所述第1至第5构成中任一构成的电源控制装置中，也可以设为以下构成(第6构成)，即，所述重置比较器及所述跳跃比较器具备输入段，该输入段以在场效应
晶体管的栅极处分别受理所述误差电压、所述斜率电压及所述参照电压的方式构成。
[0166]
另外，例如本说明书中公开的电流检测电路设为以下构成(第7构成)，即构成为，在所述输出段的断开期间对开关电源的输出段展现出的开关电压进行取样，并在所述输出段的接通期间将其作为电流检测电压保持输出；且具有：电容电路，构成为在所述开关电压的取样期间成为第1电容值，在所述电流检测电压的保持期间，成为小于所述第1电容值的第2电容值；及感测放大器，以根据所述电容电路的充电电压而产生所述电流检测电压的方式构成。
[0167]
此外，在包含所述第7构成的电流检测电路中，也可以设为以下构成(第8构成)，即，所述电容电路包含多个电容器及开关群，该开关群构成为在所述取样期间将所述多个电容器设为并联连接状态，在所述保持期间将所述多个电容器设为串联连接状态。
[0168]
另外，在包含所述第8构成的电流检测电路中，也可以设为以下构成(第9构成)，即，所述电容电路包含多个第1开关、多个第2开关及至少一个第3开关作为所述开关群，这多个第1开关连接于第1节点与所述多个电容器各自的第1端之间，这多个第2开关连接于第2节点与所述多个电容器各自的第2端之间，这至少一个第3开关连接于所述多个电容器相互之间。
[0169]
另外，包含所述第9构成的电流检测电路也可以设为以下构成(第10构成)，即还具有：第1晶体管，连接于所述开关电压的施加端与所述第1节点之间，以在所述断开期间接通且在所述接通期间断开的方式构成；第2晶体管，连接于所述第1节点与接地端之间，以在所述断开期间断开且在所述接通期间接通的方式构成；第3晶体管，连接于所述开关电压的施加端与所述第2节点之间，以始终断开的方式构成；及第4晶体管，连接于所述第2节点与所述接地端之间，以始终接通的方式构成。
[0170]
另外，在包含所述第7至第10构成中任一构成的电流检测电路中，也可以设为以下构成(第11构成)，即，所述开关电压的取样时点被设定为所述断开期间的1/2时点。
[0171]
另外，例如本说明书中公开的电源控制装置也可以设为以下构成(第12构成)，即具有：电流检测电路，包含所述第7至第11构成中的任一构成；及控制器，以在基于所述电流检测电压的固定频率电流模式动作中进行所述输出段的开关驱动的方式构成。
[0172]
此外，包含所述第12构成的电源控制装置也可以设为以下构成(第13构成)，即还具有：第1放大器，以产生与所述开关电源的输出电压所对应反馈电压和规定的基准电压的差分相对应的第1误差电压的方式构成；第2放大器，以产生与所述第1误差电压和所述电流检测电压的差分相对应的第2误差电压的方式构成；振荡器，以产生固定频率的设置信号的方式构成；斜率电压产生电路，以产生与所述设置信号同步的斜坡波形的斜率电压的方式构成；及重置比较器，以对所述第2误差电压与所述斜率电压进行比较而产生重置信号的方式构成；且所述控制器受理所述设置信号及所述重置信号各自的输入而在固定频率电流模式动作中进行所述输出段的开关驱动。
[0173]
另外，例如本说明书中公开的斜率电压产生电路也可以设为以下构成(第14构成)，即具有：电容电路，构成为在所述输出段的断开期间对开关电源的输出段展现出的开关电压进行取样，并在所述输出段的接通期间将其作为电流检测电压保持输出；及电流源，通过在所述接通期间向所述电容电路流入充电电流，而产生对所述电流检测电压加上斜坡电压所得的斜率电压。
[0174]
此外，在包含所述第14构成的斜率电压产生电路中，也可以设为以下构成(第15构成)，即所述电容电路包含：电容器；第1开关，连接于所述电容器的第1端与所述开关电压的施加端之间，构成为在所述开关电压的取样期间接通且在所述电流检测电压的保持期间断开；第2开关，连接于所述电容器的第2端与接地端之间，构成为在所述开关电压的取样期间接通且在所述电流检测电压的保持期间断开；及第3开关，连接于所述电容器的第1端与所述接地端之间，构成为在所述开关电压的取样期间断开且在所述电流检测电压的保持期间接通；且所述电流源连接于所述电容器的第2端，通过经由所述电容器及所述第3开关向到达所述接地端的电流路径流入所述充电电流，而在所述电容器的第2端产生所述斜率电压。
[0175]
另外，在包含所述第14构成的斜率电压产生电路中，也可以设为以下构成(第16构成)，即所述电容电路构成为，在所述开关电压的取样期间成为第1电容值，在所述电流检测电压的保持期间，成为小于所述第1电容值的第2电容值。
[0176]
另外，在包含所述第16构成的斜率电压产生电路中，也可以设为以下构成(第17构成)，即所述电容电路包含：多个电容器；开关群，构成为在所述取样期间将所述多个电容器设为并联连接状态，在所述保持期间将所述多个电容器设为串联连接状态；及开关，连接于将所述多个电容器串联连接而成的电容器列的第1端与接地端之间，构成为在所述取样期间断开且在所述保持期间接通；且所述电流源连接于所述电容器列的第2端，通过经由所述电容器列及所述开关向到达所述接地端的电流路径流入所述充电电流，而在所述电容器列的第2端产生所述斜率电压。
[0177]
另外，在包含所述第14至第17构成中任一构成的斜率电压产生电路中，也可以设为以下构成(第18构成)，即，所述开关电压的取样时点被设定为所述断开期间的1/2时点。
[0178]
另外，例如本说明书中公开的电源控制装置也可以设为以下构成(第19构成)，即具有：斜率电压产生电路，包含所述第14至第18构成中的任一构成；误差放大器，以产生与所述开关电源的输出电压所对应反馈电压和规定的基准电压的差分相对应的误差电压的方式构成；重置比较器，以对所述误差电压与所述斜率电压进行比较而产生重置信号的方式构成；振荡器，以产生固定频率的设置信号的方式构成；及控制器，以受理所述设置信号及所述重置信号各自的输入而在固定频率电流模式动作中进行所述输出段的开关驱动的方式构成。
[0179]
另外，例如本说明书中公开的开关电源也可以设为以下构成(第20构成)，即，具有包含所述第1至第6、第12、第13及第19构成中任一构成的电源控制装置。
[0180]
＜其它变化例＞
[0181]
此外，本说明书中公开的各种技术特征除了所述实施方式以外，还可在不脱离其技术创作主旨的范围内加以多种变更。例如，双极晶体管与mos场效应晶体管的相互替换、各种信号的逻辑电平反转是任意的。也就是说，应认为所述实施方式在所有方面均为例示，而非对本发明的限制，本发明的技术范围并不限定于所述实施方式，而应理解为包含与权利要求书均等的含义及范围内的全部变更。
[0182]
[符号的说明]
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开关电源
[0184]
10
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电源控制装置
[0185]
11
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输出元件
[0186]
12
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整流元件
[0187]
13
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误差放大器
[0188]
14,14x
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相位补偿电路
[0189]
15,5x
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斜率电压产生电路
[0190]
16
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重置比较器
[0191]
17
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参照电压产生电路
[0192]
18
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跳跃比较器
[0193]
19
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振荡器
[0194]
1a
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控制器
[0195]
1b
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驱动器
[0196]
1c
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零交叉检测电路
[0197]
1d
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电流检测电路
[0198]
1e
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gm放大器
[0199]
1x
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输入段
[0200]
amp
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运算放大器
[0201]
co,c0,c1～c3,c11～c14 电容器
[0202]
cs
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电流源
[0203]
hb
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半桥输出段
[0204]
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电感器
[0205]
n1～n4,n11,n12
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n通道型mos场效应晶体管
[0206]
p11～p19
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p通道型mos场效应晶体管
[0207]
r1,r2,r11～r21
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电阻器
[0208]
sa
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感测放大器
[0209]
sw1～sw9
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开关
[0210]
t1～t4
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外部端子
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负载。