一种电源电路及装置的制作方法

1.本技术涉及电子技术领域，尤其涉及一种电源电路及装置。


背景技术：

2.为提高日益拥挤的频带资源利用率和无线通信的数据传输速率，新一代的无线通信系统广泛采用复杂的变包络调制方式，从而导致调制信号有很高的峰均功率比(peak-to-average power ratio，papr)，包络跟踪(envelope tracking，et)技术可以有效解决功率放大器在输入高papr调制信号时效率低下的问题，具有广阔的应用前景。et技术的核心包括：取出射频信号的包络，作为射频功放供电电源的参考，从而使射频功放的电源随着包络变化，这样就可以使功放始终工作在饱和区。其中，跟踪带宽是包络跟踪电源的一个关键要素，开关变换器的开关频率越高，能够实现的变换器的跟踪带宽也越高。但是受限于开关器件的性能，过高的开关频率会增大开关损耗，降低开关变换器效率，导致电路系统的动态性能低。


技术实现要素：

3.本技术提供了一种电源电路及装置，可以改善电路系统的稳定性，提高电路系统的动态性能。
4.第一方面，本技术实施例提供了一种电路，该电路包括多个通道，所述多个通道中至少一个通道或每个通道包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电容以及第二电容，其中，第一电容的一端与第二电容的一端连接，第一电容的另一端分别与第一开关管的第一极和第二开关管的第一极连接，第一开关管的第二极与第三开关管的第二极连接，第二开关管的第二极与第四开关管的第二极连接，第一开关管的第三极与输出节点连接，第二开关管的第三极接地，通过第一电容的理想电荷存储量去平衡第二电容上的充电电荷，改善了电路系统的稳定性，从而提高了电路系统的动态性能。
5.在一种可能的设计中，当第三开关管m1关断、第四开关管m2导通时，第二电容c1的下极板与公共地vssl连接。由于第一开关管m1’的第二极与第三开关管m1的第二极的输入的驱动信号相同，第二开关管m2’的第二极与第四开关管m2的第二极的输入的驱动信号相同，因此第一开关管m1’关断，第二开关管m2’导通，第一电容c1’的下极板与公共地连接，此时第一电容c1’和第二电容c1同时与公共地连接。
6.在另一种可能的设计中，当第三开关管m1导通、第四开关管m2关断时，第二电容c1的下极板与输出节点vssh连接，其电位等于vdd的电位。由于第一开关管m1’的第二极与第三开关管m1的第二极的输入的驱动信号相同，第二开关管m2’的第二极与第四开关管m2的第二极的输入的驱动信号相同，因此第一开关管m1’导通，第二开关管m2’关断，第一电容c1’的下极板与输出节点vssh连接，下极板的电位也等于vdd的电位，第一电容c1’和第二电容c1的下极板的电位相同。
7.通过以上两种情况的分析，当电容c1上的充电电荷过少或过多时，可以利用第一
电容c1’的理想电荷存储量去平衡第二电容c1上的充电电荷。这样，当第三开关管m1关断、第四开关管m2导通时，输出节点vssh的电位不会偏离公共地vssl的电位。或者，当第三开关管m1导通、第四开关管m2关断时，输出节点vssh的电位不会偏离vdd的电位，从而防止出现电压波动，对第二电容c1起到缓冲作用。
8.在另一种可能的设计中，第一开关管m1’与第三开关管m1的类型相同，保证在输入相同的驱动信号时，第一开关管m1’和第三开关管m1同时关断或导通。同样的，第二开关管m2’与第四开关管m2的类型相同，保证在输入相同的驱动信号时，第二开关管m2’和第四开关管m2同时关断或导通。
9.在另一种可能的设计中，第一开关管m1’的尺寸大小为第三开关管m1的尺寸大小的x倍，第二开关管m2’的尺寸大小为第四开关管m2的尺寸大小的y倍，所述x和所述y均大于1。由于开关管的尺寸大小越大，阻抗越小，散热效果就越好，因此可以选择尺寸大小尽量大的第一开关管m1’和第二开关管m2’。
10.在另一种可能的设计中，根据实际的信号频率选择第一开关管m1’和第二开关管m2’，信号频率小，阻抗越大，可以选取尺寸大小较大的第一开关管m1’和尺寸大小较大的第二开关管m2’。信号频率大，阻抗越小，可以选取尺寸大小较小的第一开关管m1’和尺寸大小较小第二开关管m2’。
11.在另一种可能的设计中，第一开关管m1’、第二开关管m2’、第三开关管m1或第四开关管m2包括但不限于双极性晶体管、金属氧化物半导体场效应晶体管或各种
ⅲ‑ⅴ
族化合物半导体。
12.在另一种可能的设计中，第一电容c1’或第二电容c1可以包括但不限于陶瓷电容、钽电容或电解电容。
13.在另一种可能的设计中，所述电源电路为多相位多相位调制电源电路。
14.第二方面，本技术实施例公开了一种电源电路，电路包括多个通道，多个通道中每个通道或至少一个通道包括第一开关管、第二开关管、第一电容以及电源芯片，电源芯片包括第三开关管、第四开关管以及第二电容，其中，第一电容的一端与第二电容的一端连接，第一电容的另一端分别与第一开关管的第一极和第二开关管的第一极连接，第一开关管的第二极与第三开关管的第二极连接，第二开关管的第二极与第四开关管的第二极连接，第一开关管的第三极与输出节点连接，第二开关管的第三极接地。通过利用第一电容的理想电荷存储量去平衡第二电容上的充电电荷，从而改善了电路系统的稳定性，并且提高电路系统的动态性能。
15.在一种可能的设计中，第一电容c1’可以设置在电源芯片的内部，从而有利于电源芯片的集成，降低电路的功耗。第一电容c1’也可以设置在电源芯片的外部、从而有利于选择容值更大的电容，改善电路的稳定性的效果更好。第一电容c1’可以邻近于第二电容设置。另外，第一开关管m1’和第二开关管m2’可以设置在电源芯片的外部，也可以设置在电源芯片的内部。
16.第三方面，本技术实施例提供了一种装置，该装置包括第一方面和第二方面提供的任一种电源电路。
附图说明
17.为了更清楚地说明本技术实施例或背景技术中的技术方案，下面将对本技术实施例或背景技术中所需要使用的附图进行说明。
18.图1是本技术实施例提供的一种电源电路的结构示意图；
19.图2是本技术实施例提供的另一种电源电路的结构示意图；
20.图3是本技术实施例提供的又一种电源电路的结构示意图。
具体实施方式
21.下面结合本技术实施例中的附图对本技术实施例进行描述。
22.请参见图1，图1是本技术实施例提供的一种电源电路的结构示意图，该电源电路为多相位调制电源电路，该电源电路包括多个通道，多个通道中每个通道或者至少一个通道包括两个开关管和一个电容，所述两个开关管包括上开关管和下开关管，所述电容可以为普通电容，也可以称为自举电容(如图1所示的通道1中的c1和通道2中的c2)，其中，自举电容实际为正反馈电容，用于抬高电压，利用电容两端(正端和负端)电压不能突变的特性，当电容两端保持有一定电压时，提高电容负端电压，由于正端与负端仍保持原始压差，等于正端的电压被负端抬举起来。另外，每个通道还包括驱动器(如图1所示上驱动器high driver和下驱动器low driver)和变压器，其中，上驱动器与高侧电源电压管脚(voltage drain drain of highside，vddh)连接，下驱动器与低侧电源电压管脚(voltage drain drain of lowside，vddl)连接。第一通道输入第1个低压差分信号(1st low voltage differential signal，lvds1)，第二通道输入第2个低压差分信号(2nd low voltage differential signal，lvds2)。
23.在如图1所示的电路结构中，可以采用同一个控制器对各个通道进行控制，在理论上各个通道的稳态占空比是一致的，但是每个通道的控制信号之间存在360/n的相移，其中，n为大于等于1的正整数。每个通道为一个开关模式降压转换器(buck)电路，如果单相的buck电路的开关频率为fs，则多相buck电路的等效开关频率为n*fs，因此可以在不增加单路开关频率的情况下，通过多相buck电路可以获得较高的等效开关频率。由于各相buck电路之间存在相位差，各相buck电路输出电流的纹波在一定程度能够相互抵消，减小了输出的电容值。该多相位调制电源电路是包络跟踪电源方案常用的结构，多相位调制电源电路可以在保持每个通道的开关频率不变情况下，不仅提高开关变换器的开关频率，而且可以提高开关变换器的效率。
24.但是，多相位调制电源电路中各个通道中自举电容的两端压差存在不稳定的问题，影响系统的动态性能，包括：第一，在某些应用场景下(如宽带信号、大负载时段或高占空比输入信号等)，每个通道中的自举电容的两端压差(即每个通道的上驱动器的供电电压)不稳定，导致输出的电感电流、以及包络电压出现上凸或下凹现象。第二，当某个通道自举电容的两端压差超过第一阈值，可能造成该通道中的上开关管的栅源电压vgs出现过压，当自举电容的两端压差超过最大允许电压范围时，可能造成开关管的永久性损伤。或者，当某个通道自举电容的两端压差低于第二阈值，又可能造成该通道的上开关管无法充分导通，导通电阻偏大，进而降低整个系统效率，引起开关管过热等等。
25.针对上述多相位调制电源电路在实际应用中存在的问题，可以增加每个通道中自
举电容的容值来进行改善。但是仍然存在以下问题：第一，增大自举电容的容值，只能延缓自举电容的两端压差变化的速度和幅度，而不能改变其变化趋势。当高占空比输入信号的持续时间在几个微秒量级或以上时，改善程度十分有限。第二，对于高频驱动器或et电源芯片，一般将滤波电容和自举电容合封，以便尽可能降低寄生影响，受封装技术和成本限制，高容值和大体积的电容难以实现集成化。
26.综上所述，对于上述问题，都是由于自举电容的两端压差不稳定造成的，其主要原因包括：各个通道的输入信号或输出信号之间都存在相位差，而各个通道的输出节点是通过lc振荡电路相互馈通的，例如输出节点为图1所示的高侧地电压管脚(voltage source source of highside，vssh)，因而在某个通道的上开关管导通之前的瞬间，该通道的输出节点电压是不稳定的，导致该通道中的自举电容的充电电压不能达到理想预设值，自举电容升压后的两端压差大于或小于理想预设值，并且随着每个周期通道之间相互馈通的影响累积而逐渐变化。当在某个短时间段内输入信号的占空比维持在较大值时，相互馈通的影响累积将会更加严重。因此，增加每个通道中自举电容的容值只能延缓相互馈通的影响效应，而不能从根本上解决上述问题。
27.如图2所示，图2是本技术实施例提供的另一种电源电路的结构示意图。该电源电路为多相位调制电源电路，该电源电路包括多个通道，图2仅给出了该电源电路的一个通道，且只画出了通道中的部分元件。多个通道中的至少一个通道或者每个通道可以包括第一开关管m1’、第二开关管m2’、第三开关管m1、第四开关管m2、第一电容c1’以及第二电容c1，其中，第二电容c1可以称为自举电容。第一电容c1’的一端与第二电容c1的一端连接，第一电容c1’的另一端分别与第一开关管m1’的第一极和第二开关管m2’的第一极连接，第一开关管m1’的第二极与第三开关管m1的第二极连接(图中两处相同outp表示连接关系)，第二开关管m2’的第二极与第四开关管m2的第二极连接(图中两处相同outn表示连接关系)，第一开关管m1’的第三极与输出节点vssh连接(图中两处vssh表示同一个输出节点)，第二开关管的第三极接地，如图2所示的低侧地电压管脚(voltage source source of lowside，vssl)。
28.在另一种实施例方式中，所述电源电路包括多个通道，所述多个通道中的每个通道或者至少一个通道包括第一开关管、第二开关管、第一电容以及电源芯片，所述电源芯片包括第三开关管、第四开关管以及第二电容。各个元件的连接方式与图2所示的连接方式相同。
29.如图3所示，图3是本技术实施例提供的又一种电源电路的结构示意图。图3也仅给出了该多相位调制电源电路的一个通道，且只画出了通道中的部分元件。电源芯片包括电源dc、二极管d1、第二电容c1、第一驱动器、第二驱动器、第三开关管m1和第四开关管m2。本发明实施例中的电源电路在电源芯片的基础上进行了改进，增加了第一电容c1’、第一开关管m1’和第二开关管m2’。其中，第一开关管m1’的第二极与第三开关管m1的第二极可以均为mos管的栅极或者三极管的基极，相应地，第一极可以为mos管的源极或者三极管的集电极，第三极可以为mos管的漏极或者三极管的发射集。第一开关管m1’的第二极与第三开关管m1的第二极的输入的驱动信号相同。第二开关管m2’的第二极与第四开关管m2的第二极可以均为mos管的栅极或者三极管的基极，相应地，第一极可以为mos管的源极或者三极管的集电极，第三极可以为mos管的漏极或者三极管的发射集。第二开关管m2’的第二极与第四开
关管m2的第二极的输入的驱动信号相同。
30.应理解，该电源电路的工作原理如下：当第三开关管m1关断、第四开关管m2导通时，第二电容c1的下极板与公共地vssl连接。由于第一开关管m1’的第二极与第三开关管m1的第二极的输入的驱动信号相同，第二开关管m2’的第二极与第四开关管m2的第二极的输入的驱动信号相同，因此第一开关管m1’关断，第二开关管m2’导通，第一电容c1’的下极板与公共地vssl连接，此时第一电容c1’和第二电容c1同时与公共地vssl连接。当第三开关管m1导通、第四开关管m2关断时，第二电容c1的下极板与输出节点vssh连接，其电位等于电源电压管脚(voltage drain drain，vdd)的电位。由于第一开关管m1’的第二极与第三开关管m1的第二极的输入的驱动信号相同，第二开关管m2’的第二极与第四开关管m2的第二极的输入的驱动信号相同，因此第一开关管m1’导通，第二开关管m2’关断，第一电容c1’的下极板与输出节点vssh连接，下极板的电位也等于vdd的电位，第一电容c1’和第二电容c1的下极板的电位相同。通过以上两种情况的分析，当电容c1上的充电电荷过少或过多时，可以利用第一电容c1’的理想电荷存储量去平衡第二电容c1上的充电电荷。这样，当第三开关管m1关断、第四开关管m2导通时，输出节点vssh的电位不会偏离公共地vssl的电位。或者，当第三开关管m1导通、第四开关管m2关断时，输出节点vssh的电位不会偏离vdd的电位，从而防止出现电压波动，对第二电容c1起到缓冲作用。
31.可选的，第一电容c1’的容值为第二电容c1的容值的n倍，其中，所述n大于1。例如，c1＝100nf，c1’＝2.2uf，n＝22。由于第一电容c1’越大，电荷存储量就越大，第二电容c1的两端压差的波动对电路的影响就越小。因此，可以选择容值尽量大的第二电容。另外，可以根据实际的信号频率选择第二电容，信号频率小，可以选取容值较大的第二电容，信号频率大，可以选取容值较小的第二电容。
32.可选的，第一开关管m1’与第三开关管m1的类型相同，保证在输入相同的驱动信号时，第一开关管m1’和第三开关管m1同时关断或导通。同样的，第二开关管m2’与第四开关管m2的类型相同，保证在输入相同的驱动信号时，第二开关管m2’和第四开关管m2同时关断或导通。
33.可选的，第一开关管m1’的尺寸大小为第三开关管m1的尺寸大小的x倍，第二开关管m2’的尺寸大小为第四开关管m2的尺寸大小的y倍，所述x和所述y均大于1。由于开关管的尺寸大小越大，阻抗越小，散热效果就越好，因此可以选择尺寸大小尽量大的第一开关管m1’和第二开关管m2’。另外，可以根据实际的信号频率选择第一开关管m1’和第二开关管m2’，信号频率小，阻抗越大，可以选取尺寸大小较大的第一开关管m1’和尺寸大小较大的第二开关管m2’。信号频率大，阻抗越小，可以选取尺寸大小较小的第一开关管m1’和尺寸大小较小第二开关管m2’。
34.可选的，第一电容c1’可以设置在电源芯片的内部，从而有利于电源芯片的集成，降低电路的功耗。第一电容c1’也可以设置在电源芯片的外部、从而有利于选择容值更大的电容，改善电路的稳定性的效果更好。第一电容c1’可以邻近于第二电容设置。另外，第一开关管m1’和第二开关管m2’可以设置在电源芯片的外部，也可以设置在电源芯片的内部。
35.可选的，第一开关管m1’、第二开关管m2’、第三开关管m1或第四开关管m2包括但不限于双极性晶体管(如bjt)、金属氧化物半导体场效应晶体管(如mosfet)或各种
ⅲ‑ⅴ
族化合物半导体(如sige、gaas、inp、gan等)。第一电容c1’或第二电容c1可以包括但不限于陶瓷
电容、钽电容或电解电容。
36.在本技术实施例中，通过利用第一电容的理想电荷存储量去平衡第二电容上的充电电荷，从而改善了自举电容的两端压差的稳定性，从根本上解决了自举电容的两端压差不稳定的问题，而不只是延缓各个通道之间的相互馈通造成的影响，从而提高电路系统的动态性能。并且，在电源芯片的基础上只需要增加了两个开关管和一个电容，增加的元件数量少，增加的元件的布局位置可根据实际情况选择在电源芯片内部设置或电源芯片外部设置。由于直流电流无法流通增加的元件，因而增加的元件不构成直流通路，因此没有增加额外的静态功耗。
37.本技术实施例可以应用于一种装置，该装置可以为无线通讯系统，该电源电路可以为多相位调制电源系统模块，例如为无线通讯系统的功率放大器模块提供多相位调制结构包络跟踪电源。
38.以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。