一种可灵活调节工作模式的直流降压转换器的制作方法

1.本实用新型涉及降压转换器设计领域，尤其是涉及一种可灵活调节工作模式的直流降压转换器。


背景技术：

2.随着科技日新月异，可携带式式装置被广泛的使用，使用者往往要求产品的轻便性与续航力，然而由于成本和尺寸的考量，欲达到成本低、尺寸小，同时又必须兼顾到续航力，电源管理便成为目前电路设计当中最重要的研究课题之一，对于电路的功率消耗势必要加以控制管理，进而提升电路的转换效率，才能达到产品更好的续航力。
3.目前在电源管理的直流转换器电路设计当中，线性稳压器和切换模式模式转换器是最常见的两种架构，虽然线性稳压器在许多方面的表现皆略优于切换模式转换器，但也因为电路设计架构的特性，切换模式转换器的转换效率可以远高于线性稳压器，所以我将以切换模式转换器进行研究，并针对直流降压转换器进行探讨。
4.现有直流转换器，是将直流输入电压，经过转换之后产生直流输出电压。而在直流转换器的涉及中，可以依据不同的分类方式，将其分为几类，以下列举了四种分类方式。
5.依据晶体管(mos管)的操作区，可分为线性稳压器和切换模式转换器；依据输入电压和输出电压的比值关系，可分为降压转换器、升压转换器和降压/升压转换器。
6.线性稳压器的基本操作原理，是将晶体管视为一个电压控制的可变电阻，经由回路控制提供控制信号来做调节，使输出电压可以稳定在参考电压附近，进而达到稳压的效果，
7.如图1所示，p型mos管要工作在饱和区，即视为一个电压控制电流源，才可达到好的稳压效果。然而因为p型mos管两端的电压会直接影响所消耗的功率，导致整体电路的转换效率受到限制，当输入电压和输出电压相差越大，其转换效率就会越低。
8.切换模式转换器的基本操作原理，则是将mos管操作在线性区或截止区，此时mos管可以视为一个电压控制的开关模型，同样也是经由回路控制提供控制信号来做调节，使输出电压可以稳定在参考电压附近，进而达到稳压的效果。
9.如图2所示，因为mos管可视为一开关模型，当mos管操作在线性区，开关模型导通时，若导通电阻为零，其两端电压为零；当 mos管操作在截止区，开关模型关闭时，其流过电流为零。所以不论mos管操作在哪一区，只要其越理想，就可以视为越理想的开关模型，所消耗的功率就会越小，转换效率就会越高。
10.直流降压转换器是切换模式转换器的一种，但是现有直流降压转换器工作模式包括脉冲宽度调制(pwm)以及脉冲频率调制(pfm)，不同的工作模式下，其转换效率不同，但是，两种模式之间不能灵活调节切换，不利于提高直流降压转换器的工作效率。


技术实现要素：

11.本实用新型为了解决现有技术中存在的问题，创新提出了一种一种可灵活调节工
作模式的直流降压转换器，可以灵活调节直流降压转换器的工作模式，提高了直流降压转换器的转换效率。
12.本实用新型第一方面提供了一种可灵活调节工作模式的直流降压转换器，包括：降压电路、补偿器、调变控制器、非重叠缓冲器、零电流侦测器，所述降压电路输入端与电压输入端连接，所述降压电路输出端一路与电压输出端连接，另一路与补偿器的输入端连接，所述补偿器的工作模式控制输出端与调变控制器的控制输入端连接，调变控制器的工作模式控制输出端、零电流侦测器输出端均与非重叠缓冲器输入端连接，零电流侦测器串联于调变控制器与非重叠缓冲器之间，非重叠缓冲器输出端与降压电路的控制输入端连接，其中，补偿器包括分压模块、误差放大器，所述分压模块的输入端与电压输出端连接，所述分压模块的输出端一路与误差放大器的反相输入端，所述误差放大器的正相输入端与能隙电压参考电路第一输出端连接，所述误差放大器的工作模式调整端与工作模式控制器的信号发送端连接，所述误差放大器的工作模式控制输出端与调变控制器的控制输入端连接。
13.可选地，所述降压电路包括第一mos管、第二mos管、电感、滤波电阻、滤波电容、负载电阻，所述第一mos管的栅极与非重叠缓冲器的第一控制输出端连接，所述第一mos管的漏极与电压输入端连接，所述第一mos管的源极与一路电感一端连接，另一路与第二mos管的漏极连接，第二mos管的漏极与电压输入端连接，所述第二mos管的源极接地，第二mos管的栅极与非重叠缓冲器的第二控制输出端连接；所述电感另一端一路与滤波电阻一端连接，另一路与负载电阻一端连接，所述滤波电阻另一端通过滤波电容接地，所述负载电阻一端一路与电感另一端连接，一路与电压输出端连接，另一路与补偿器的输入端连接，负载电阻另一端接地。
14.进一步地，第一mos管为p型mos管，第二mos管为n型 mos管。
15.可选地，所述分压模块的输出端还与调变控制器的第一电压输入端连接，所述能隙电压参考电路第一参考电压输出端一路与误差放大器的正相输入端连接，另一路与调变控制器的第二电压输入端连接，所述能隙电压参考电路第二参考电压输出端与所述调变控制器的第三电压输入端连接，所述工作模式控制器的信号发送端还与调变控制器的工作模式调整端连接。
16.进一步地，调变控制器包括第一多工器、第二多工器、软启动器、第一迟滞比较器、第二迟滞比较器、第三迟滞比较器、第四迟滞比较器、第五迟滞比较器、第一sr锁存器、第二sr锁存器，所述第一多工器的第一输入端与软启动器的输出端连接；所述第一多工器的第二输入端与第一sr锁存器的输出端连接，所述第一sr锁存器的s 端与第一迟滞比较器的输出端连接，所述第一迟滞比较器的正相输入端与分压模块的输出端连接，反相输入端与能隙电压参考电路第一参考电压输出端连接，所述第一sr锁存器的r端与第二迟滞比较器的输出端连接，所述第二迟滞比较器的正相输入端与能隙电压参考电路第二参考电压输出端连接，反相输入端与分压模块的输出端连接；所述第一多工器的第三输入端与第二多工器的输出端连接，所述第一多工器的输出端与非重叠缓冲器输入端连接；所述第二多工器的第一输入端与第二sr锁存器的输出端连接，所述第二sr锁存器的s端与第三迟滞比较器的输出端连接，第三迟滞比较器的正相输入端与分压模块的输出端连接，第三迟滞比较器的反相输入端与能隙电压参考电路第一参考电压输出端连接，所述第二sr锁存器的r端与第四迟滞比较器的输出端连接，第四迟滞比较器的正相输入端与能隙电压参考电路第一参考
电压输出端连接，第四迟滞比较器的反相输入端与分压模块的输出端连接；第二多工器的第二输入端与工作模式控制器的信号发送端连接，第二多工器的第三输入端与第五迟滞比较器的输出端连接，所述第五迟滞比较器的正相输入端与锯齿波发生器的输出端连接，反相输入端与误差放大器的工作模式控制输出端连接。
17.可选地，所述能隙电压参考电路包括多个第一类型mos管、多个第二类型mos管、多个连接电阻以及多个三极管，第一类型mos 管q1的漏极与电源vdd连接，源极与第一类型mos管q2的漏极连接，栅极一路与第一类型mos管q3的栅极连接，一路与第一类型mos管q4的源极连接，另一路与连接电阻r4一端连接；第一类型mos管q2的漏极与第一类型mos管q1的源极连接，源极一路与连接电阻r4的一端连接，另一路与第二类型mos管q9的栅极连接，栅极一路与第一类型mos管q4的栅极连接另一路与连接电阻 r5的另一端连接；第一类型mos管q3的漏极与电源vdd连接，源极与第一类型mos管q4的漏极连接，栅极一路与第一类型mos 管q1的栅极连接，一路与第一类型mos管q4的源极连接，一路与连接电阻r5的一端连接，另一路与第一类型mos管q5的栅极连接；第一类型mos管q4的漏极与第一类型mos管q3的源极连接，源极一路与第一类型mos管q1的栅极连接，一路与第一类型mos管q3的栅极连接，另一路与连接电阻r5的一端连接；第一类型mos 管q5的漏极与电源vdd连接，源极与第一类型mos管q6的漏极连接，栅极与第一类型mos管q3的栅极连接；第一类型mos管 q6的漏极与第一类型mos管q5的源极连接，源极一路与连接电阻 r7的一端连接，另一路连接能隙电压参考电路的第一参考电压输出端；第二类型mos管的漏极一路与连接电阻r4的另一端连接，一路连接第二类型mos管q8的栅极，另一路连接第二类型mos管 q10的栅极；第二类型mos管q8的漏极与第二类型mos管q7的源极连接，源极与三极管q11的发射极连接，栅极一路连接连接电阻r4的另一端，一路连接第二类型mos管q7的漏极，另一路连接第二类型mos管q10的栅极；第二类型mos管q9的漏极一路与连接电阻r5的另一端连接，一路与第一类型mos管q2的栅极连接，另一路连接第一类型mos管q4的栅极连接，源极与第二类型mos 管漏极连接，栅极一路连接第二类型mos管q7的栅极，一路与连接电阻r4的一端连接，另一路连接第一类型mos管q2的漏极连接；第二类型mos管q10的漏极与第二类型mos管的源极连接，栅极与连接电阻r6的一端连接，栅极一路连接第二类型mos管q8的栅极，一路与连接电阻r4的另一端连接，另一路连接第二类型mos 管q7的漏极；三极管q11的发射极与第二类型mos管的源极连接，基极一路接地，另一路连接三极管的基极，集电极接地；三极管q12 的发射极与连接电阻r6的另一端连接，基极一路接地，另一路连接三极管q11的基极，集电极接地；三极管q12的发射极一路与连接电阻r7的另一端连接，另一路连接能隙电压参考电路的第二参考电压输出端连接，基极接地，集电极接地。
18.可选地，所述非重叠缓冲器包括多个第一类型mos管、多个第二类型mos管、与非门u3、或非门u1、或非门u2，第一类型mos 管q14与第二类型mos管q15组成第一反相器，第一类型mos管 q16与第二类型mos管q17组成第二反相器，第一类型mos管q18 与第二类型mos管q19组成第三反相器，第一类型mos管q20与第二类型mos管q22组成第四反相器，第一类型mos管q23与第二类型mos管q24组成第五反相器，第一类型mos管q25与第二类型mos管q26组成第六反相器，第一类型mos管q27与第二类型mos管q28组成第七反相器，第一类型mos管q29与第二类型 mos管q30组成第八反相器，第一类型mos管q31与第二类型 mos管q32组成第九反相器，第一类型mos管q33与第二类型 mos管q34组成第十反相器，第一类型mos管q35
与第二类型 mos管q37组成第十一反相器；第一反相器、第二反相器、第三反相器依次串联，第一反相器的输入端与第十一反相器的输出端连接，第三反相器的输出端与第二类型mos管q21的栅极连接，第二类型 mos管q21的漏极一路与第四反相器中的第一类型mos管q20的源极连接，一路与降压电路中第一mos管的栅极连接，另一路与第九反相器的输入端连接，第二类型mos管q21的源极与第四反相器中的第二类型mos管q21的漏极连接；第四反相器输入端与第七反相器的输出端连接，第四反相器的输出端一路与降压电路中第一mos管的栅极连接，另一路连接第九反相器的输入端；第五反相器、第六反相器、第七反相器依次串联连接，第五反相器输入端与调变控制器的工作模式控制输出端连接，第七反相器的输出端与第四反相器的输入端连接；第五反相器输出端与或非门u1的第一输入端连接，或非门u1的第二输入端与与非门u3的输出端连接，与非门u3的第一输入端连接零电流侦测器的输出端，第二输入端连接电源vdd，或非门输出端与第八反相器输入端连接，第八反相器输出端连接第十一反相器的输入端；第九反相器的输入端一路连接第四反向器的输出端，一路连接第二类型mos管q21的漏极，另一路与降压电路中第一mos管的栅极连接，第九反相器的输出端与或非门u2的第一输入端连接，或非门u2的第二输入端与与非门u3的输出端连接，或非门u2的输出端与第十反相器的输入端连接，第十反相器的输出端与第一类型mos管q36的栅极连接，第一类型mos管q36的漏极与构成第十一反相器的第一类型mos管的源极连接，源极一路与构成第十一反相器的漏极连接，一路连接第一反相器的输入端，另一路连接降压电路中第二mos管的栅极连接，第十一反相器的输入端与第八反相器的输出端连接，输出端一路连接第一反相器的输入端，另一路连接降压电路中第二mos管的栅极连接。
19.可选地，第一类型mos管为p型mos管，第二类型mos管为 n型mos管。
20.可选地，工作模式包括pwm模式以及pfm模式。
21.本实用新型采用的技术方案包括以下技术效果：
22.本实用新型提出了一种可灵活调节工作模式的直流降压转换器，可以灵活调节直流降压转换器的工作模式，提高了直流降压转换器的转换效率。
23.本实用新型技术方案中直流降压转换器使用脉冲宽度调制 (pwm)和脉冲频率调制(pfm)模式切换，会在负载电流50ma的时候做切换，在重载时操作在pwm模式，取其输出电压涟波和电感电流涟波较小的优点，而在轻载时操作在pfm模式，取其转换效率较佳的优点，其中pwm的操作频率在1mhz，可以降低输出涟波和提高转换效率。
24.应当理解的是以上的一般描述以及后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本实用新型。
附图说明
25.为了更清楚说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单介绍，显而易见的，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
26.图1为现有技术中线性稳压器的电路图；
27.图2为现有技术中切换模式转换器的电路图；
28.图3为本实用新型方案中实施例一的一电路连接图；
29.图4为本实用新型方案中实施例一的另一电路连接图；
30.图5为本实用新型方案中实施例一的补偿器电路图；
31.图6为本实用新型方案中实施例一的调变控制器电路图；
32.图7为本实用新型方案中实施例一的能隙电压参考电路的电路图；
33.图8为本实用新型方案中实施例一的非重叠缓冲器电路图；
34.图9为本实用新型方案中实施例一的工作模式控制信号、控制第一mos管(m
p
)的控制信号v
p
、控制第二mos管(m
n
)的控制信号v
n
的时序图；
35.图10为本实用新型方案中实施例负载电流i与直流降压转换器转换效率eff的关系示意图。
具体实施方式
36.为能清楚说明本方案的技术特点，下面通过具体实施方式，并结合其附图，对本实用新型进行详细阐述。下文的公开提供了许多不同的实施例或例子用来实现本实用新型的不同结构。为了简化本实用新型的公开，下文中对特定例子的部件和设置进行描述。此外，本实用新型可以在不同例子中重复参考数字和/或字母。这种重复是为了简化和清楚的目的，其本身不指示所讨论各种实施例和/或设置之间的关系。应当注意，在附图中所图示的部件不一定按比例绘制。本实用新型省略了对公知组件和处理技术及工艺的描述以避免不必要地限制本实用新型。
37.实施例一
38.如图3
‑
图5所示，本实用新型提供了一种可灵活调节工作模式的直流降压转换器，包括：降压电路1、补偿器2、调变控制器3、非重叠缓冲器4、零电流侦测器5，降压电路1输入端与电压输入端(v
in
) 连接，降压电路1输出端一路与电压输出端(v
out
)连接，另一路与补偿器2的输入端连接，补偿器2的工作模式控制输出端与调变控制器3的控制输入端连接，调变控制器3的工作模式控制输出端、零电流侦测器5输出端均与非重叠缓冲器4输入端连接，零电流侦测器5 串联于调变控制器3与非重叠缓冲器4之间，非重叠缓冲器4输出端与降压电路1的控制输入端连接，其中，补偿器2包括分压模块21、误差放大器22，分压模块21的输入端与电压输出端(v
out
)连接，分压模块21的输出端一路与误差放大器22的反相输入端，误差放大器22的正相输入端与能隙电压参考电路23的第一输出端连接，误差放大器22的工作模式调整端与工作模式控制器6的信号发送端连接，误差放大器22的工作模式控制输出端与调变控制器3的控制输入端连接。
39.其中，降压电路1包括第一mos管(m
p
)、第二mos管(m
n
)、电感l、滤波电阻r
c
、滤波电容c、负载电阻r
l
，第一mos管(m
p
) 的栅极与非重叠缓冲器4的第一控制输出端(v
p
)连接，第一mos 管(m
p
)的漏极与电压输入端(v
in
)连接，第一mos管(m
p
) 的源极与一路电感l一端连接，另一路与第二mos管(m
n
)的漏极连接，第二mos管(m
n
)的漏极与电压输入端(v
in
)连接，第二mos管(m
n
)的源极接地，第二mos管(m
n
)的栅极与非重叠缓冲器4的第二控制输出端(v
n
)连接；电感l另一端一路与滤波电阻r
c
一端连接，另一路与负载电阻r
l
一端连接，滤波电阻 r
c
通过滤波电容c接地，负载电阻r
l
一端一路与电感l另一端连接，一路与电压输出端(v
out
)连接，另一路与补偿器2的输入端连接，负载电阻r
l
另一端接地。
40.具体地，第一mos管(m
p
)为p型mos管，第二mos管(m
n
) 为n型mos管。第一mos管(m
p
)与第二mos管(m
n
)不同时导通。
41.降压电路1是一个5v转3v的降压转换器，也是整体电路当中负责提供功率的电路。调变控制器3输出的工作模式控制输出信号 v
ctrl
通过零电流侦测器5(zero current dector，zcd)和非重叠缓冲器4(non
‑
overlapping buffer，nob)产生控制第一mos管(m
p
) 的控制信号v
p
和控制第二mos管(m
n
)的控制信号v
n
。
42.降压转换器的输出电压和输入电压的比值等于工作周期d，若欲将5v降至3v，则第一mos管(m
p
)与第二mos管(m
n
)的工作周期d就是0.6，因p型mos：栅极的电平为低电平时导通，高电平关闭，而n型mos：栅极的电平为低电平时关闭，高电平导通，故控制两个mos管的工作模式控制输出信号v
ctrl
的工作周期d 就是0.4，此工作模式控制输出信号v
ctrl
由调变控制器提供。
43.分压模块21的输出端还与调变控制器3的第一电压输入端连接，能隙电压参考电路23的第一参考电压输出端(v
refh
)一路与误差放大器22的正相输入端连接，另一路与调变控制器3的第二电压输入端连接，能隙电压参考电路23的第二参考电压输出端(v
ref1
)与调变控制器3的第三电压输入端连接，工作模式控制器6的信号发送端还与调变控制器3的工作模式调整端(v
selmc
)连接。
44.本实用新型技术方案中补偿器2的功用有三个：把输出电压锁定在所求的定值上(3v)，降低输出电压的涟波，优化整体电路的相位裕度(phase margin)，提升电路稳定度。
45.其中，为整体电路路的输出电压，v
refh
和v
ref1
分别为能隙电压参考电路所产生的第一参考电压以及第二参考电压，而v
selmc
为负责决定整体电路操作在pwm模式还是pfm模式的工作模式调整信号。当整体电路操作在pwm模式时，工作模式调整信号v
selmc
为高电平，则补偿器2的误差放大器21工作，补偿器2提供补偿信号v
e
给下一级调变控制器3；当整体电路操作在pfm模式时，工作模式调整信号v
selmc
为低电平，则补偿器2的误差放大器22不会工作，补偿器 2提供分压电压v2给下一级调变控制器3。
46.在直流转换器的电路设计当中，一般会在回路电路中设计一个补偿器以便于控制，本补偿器电路采用的是ⅲ型误差放大器。利用ⅲ型误差放大器正负两端虚短路的特性可以得到分压电压v2约等于第一参考电压v
refh
，再将输出电压和分压电压v2利用分压模块21中分压电阻r2和分压电阻rdiv分压的方式把输出电压v
out
锁定在 3v，并通过电阻r1、分压电阻r2、电阻r3和电容c1、电容c2、电容c3的串联和并联可以得到补偿器2的转移函数式。
47.具体地，如图6所示，调变控制器3包括第一多工器311、第二多工器312、软启动器(soft start)32、第一迟滞比较器331、第二迟滞比较器332、第三迟滞比较器333、第四迟滞比较器334、第五迟滞比较器335、第一sr锁存器(nor type sr latch)341、第二sr 锁存器342，第一多工器311的第一输入端与软启动器32的输出端连接，软启动器32的输入端可以与锯齿波发生器35的输出端(v
saw
) 连接；第一多工器311的第二输入端与第一sr锁存器341的输出端连接，第一sr锁存器341的s端与第一迟滞比较器331的输出端连接，第一迟滞比较器331的正相输入端与分压模块21的输出端连接，反相输入端与能隙电压参考电路23第一参考电压输出端(v
refh
)连接，第一sr锁存器341的r端与第二迟滞比较器332的输出端连接，第二迟滞比较器332的正相输入端与能隙电压参考电路23的第二参考电压输出端(v
ref1
)连接，反相输入端与分压模块21的输出端连接；第一多工器311的第三输入端与第二多工器312的输出端连接，第一多工器311的输出端(v
ctrl
)与非重叠缓冲器4输入端连接；第二多工器312的第一输入端与第二sr锁存器342的输出端(v
pfm
) 连接，第二sr锁存器342的s端与第
三迟滞比较器333的输出端连接，第三迟滞比较器333的正相输入端与分压模块21的输出端连接，第三迟滞比较器333的反相输入端与能隙电压参考电路23第一参考电压输出端(v
refh
)连接，第二sr锁存器342的r端与第四迟滞比较器334的输出端连接，第四迟滞比较器334的正相输入端与能隙电压参考电路23第一参考电压输出端(v
refh
)连接，第四迟滞比较器 334的反相输入端与分压模块21的输出端连接；第二多工器312的第二输入端与工作模式控制器6的信号发送端(v
selmc
)连接，第二多工器312的第三输入端与第五迟滞比较器335的输出端(v
pwm
) 连接，第五迟滞比较器335的正相输入端与锯齿波发生器35的输出端(v
saw
)连接，反相输入端与误差放大器22的工作模式控制输出端(v
e
)连接。
48.当直流降压转换器电路稳定前，分压模块的输出电压v2从0到 v
refh
逐渐递增，直流降压转换器电路稳定后，分压模块的输出电压v2为略高于v
refh
的维持信号，当分压模块的输出电压v2低于第一参考电压v
refh
时，v
sel
为低电平，调变控制器会操作在缓启动模式，当分压模块的输出电压v2高于第一参考电压v
refh
时，v
sel
为高电平，调变控制器会操作在调变模式，如下表所示。
[0049] 缓启动模式调变模式v2<v
refh
；v
sel
→
lowoxv2>v
refh
；v
sel
→
highxo
[0050]
第二多工器312的第二输入端v
selmc
为负责决定直流降压转换器电路操作在pwm模式还是pfm模式的工作模式调整信号，当v
sel
为高电平(high)时，即调变控制器3操作在调变模式的情况：当v
selmc
为低电平(low)时，直流降压转换器电路操作在pfm模式；当v
selmc
为高电平(high)时，直流降压转换器电路操作在pwm模式，如表所示。
[0051] pfm模式pwm模式v
selmc
→
lowoxv
selmc
→
highxo
[0052]
其中，软驱动器32型号可以选择lm2596可调电压型、 lm2596
‑
5v、lm2596
‑
3.3等定压输出型，lm2596系列芯片是3a电流输出降压开关型集成稳压芯片，它内含固定频率振荡器(150khz) 和基准稳压器(1.23v)，并具有完善的保护电路、电流限制、热关断电路等，型号也可以是根据实际情况灵调整，本实用新型在此不做限制。
[0053]
如图7所示，能隙电压参考电路23包括多个第一类型mos管、多个第二类型mos管、多个连接电阻以及多个三极管，第一类型 mos管q1的漏极与电源vdd连接，源极与第一类型mos管q2 的漏极连接，栅极一路与第一类型mos管q3的栅极连接，一路与第一类型mos管q4的源极连接，另一路与连接电阻r4一端连接；第一类型mos管q2的漏极与第一类型mos管q1的源极连接，源极一路与连接电阻r4的一端连接，另一路与第二类型mos管q9 的栅极连接，栅极一路与第一类型mos管q4的栅极连接另一路与连接电阻r5的另一端连接；第一类型mos管q3的漏极与电源vdd 连接，源极与第一类型mos管q4的漏极连接，栅极一路与第一类型mos管q1的栅极连接，一路与第一类型mos管q4的源极连接，一路与连接电阻r5的一端连接，另一路与第一类型mos管q5的栅极连接；第一类型mos管q4的漏极与第一类型mos管q3的源极连接，源极一路与第一类型mos管q1的栅极连接，一路与第一类型mos管q3的栅极连接，另一路与连接电阻r5的一端连接；第一类型mos管q5的漏极与电源vdd连接，源极与第一类型mos管 q6的漏极连接，栅极与第一类型mos管q3的栅极连接；第一类型 mos管q6的漏极与第
一类型mos管q5的源极连接，源极一路与连接电阻r7的一端连接，另一路连接能隙电压参考电路的第一参考电压输出端(v
refh
)；第二类型mos管的漏极一路与连接电阻r4 的另一端连接，一路连接第二类型mos管q8的栅极，另一路连接第二类型mos管q10的栅极；第二类型mos管q8的漏极与第二类型mos管q7的源极连接，源极与三极管q11的发射极连接，栅极一路连接连接电阻r4的另一端，一路连接第二类型mos管q7 的漏极，另一路连接第二类型mos管q10的栅极；第二类型mos 管q9的漏极一路与连接电阻r5的另一端连接，一路与第一类型 mos管q2的栅极连接，另一路连接第一类型mos管q4的栅极连接，源极与第二类型mos管漏极连接，栅极一路连接第二类型mos 管q7的栅极，一路与连接电阻r4的一端连接，另一路连接第一类型mos管q2的漏极连接；第二类型mos管q10的漏极与第二类型mos管的源极连接，栅极与连接电阻r6的一端连接，栅极一路连接第二类型mos管q8的栅极，一路与连接电阻r4的另一端连接，另一路连接第二类型mos管q7的漏极；三极管q11的发射极与第二类型mos管的源极连接，基极一路接地，另一路连接三极管的基极，集电极接地；三极管q12的发射极与连接电阻r6的另一端连接，基极一路接地，另一路连接三极管q11的基极，集电极接地；三极管q12的发射极一路与连接电阻r7的另一端连接，另一路连接能隙电压参考电路23的第二参考电压输出端(v
ref1
)连接，基极接地，集电极接地。
[0054]
能隙电压参考电路23是经由平衡pn接面(pn junction)的负温度系数和热电压(thermal voltage)的正温度系数，以便于消除温度对于输出的参考电压(第一参考电压v
refh
以及第二参考电压v
ref1
) 的影响，当输入的电源vdd电压为3v～5v时，输出的第一参考电压v
refh
为1.17v～1.18v，且不会因为温度的变化(
‑
50℃～100℃)而有所变动。而输出的第二参考电压v
ref1
为一介于0到v
refh
的一个值，不会因为输入电源电压vdd的变化(3v～5v)而有所变动。
[0055]
如图8所示，非重叠缓冲器4包括多个第一类型mos管、多个第二类型mos管、与非门u3、或非门u1、或非门u2，第一类型 mos管q14与第二类型mos管q15组成第一反相器，第一类型 mos管q16与第二类型mos管q17组成第二反相器，第一类型 mos管q18与第二类型mos管q19组成第三反相器，第一类型 mos管q20与第二类型mos管q22组成第四反相器，第一类型 mos管q23与第二类型mos管q24组成第五反相器，第一类型 mos管q25与第二类型mos管q26组成第六反相器，第一类型 mos管q27与第二类型mos管q28组成第七反相器，第一类型 mos管q29与第二类型mos管q30组成第八反相器，第一类型 mos管q31与第二类型mos管q32组成第九反相器，第一类型 mos管q33与第二类型mos管q34组成第十反相器，第一类型 mos管q35与第二类型mos管q37组成第十一反相器；第一反相器、第二反相器、第三反相器依次串联，第一反相器的输入端与第十一反相器的输出端连接，第三反相器的输出端与第二类型mos管 q21的栅极连接，第二类型mos管q21的漏极一路与第四反相器中的第一类型mos管q20的源极连接，一路与降压电路1中第一mos 管(m
p
)的栅极连接，另一路与第九反相器的输入端连接，第二类型mos管q21的源极与第四反相器中的第二类型mos管q21的漏极连接；第四反相器输入端与第七反相器的输出端连接，第四反相器的输出端一路与降压电路中第一mos管的栅极连接，另一路连接第九反相器的输入端；第五反相器、第六反相器、第七反相器依次串联连接，第五反相器输入端与调变控制器3的工作模式控制输出端 (v
ctrl
)连接，第七反相器的输出端与第四反相器的输入端连接；第五反相器输出端与或非门u1的第一输入端连接，或非门u1的第二输入端与与非门u3的输出端连接，与非门u3的第一输入端连接
零电流侦测器5的输出端(v
mnoff
)，第二输入端连接电源vdd，或非门u1输出端与第八反相器输入端连接，第八反相器输出端连接第十一反相器的输入端；第九反相器的输入端一路连接第四反向器的输出端，一路连接第二类型mos管q21的漏极，另一路与降压电路1中第一mos管(m
p
)的栅极连接，第九反相器的输出端与或非门u2 的第一输入端连接，或非门u2的第二输入端与与非门u3的输出端连接，或非门u2的输出端与第十反相器的输入端连接，第十反相器的输出端与第一类型mos管q36的栅极连接，第一类型mos管q36 的漏极与构成第十一反相器的第一类型mos管q35的源极连接，源极一路与构成第十一反相器的第二类型mos管q37的漏极连接，一路连接第一反相器的输入端，另一路连接降压电路1中第二mos管 (m
n
)的栅极连接，第十一反相器的输入端与第八反相器的输出端连接，输出端一路连接第一反相器的输入端，另一路连接降压电路1 中第二mos管(m
n
)的栅极连接。
[0056]
如图9所示，由于工作模式控制输出信号v
ctrl
正在切换时，第一 mos管(m
p
)与第二mos管(m
n
)有可能会瞬间同时导通，造成整体电路耗电的现象发生，故需要经过一个非重叠缓冲器，将工作模式控制输出信号v
ctrl
分为控制第一mos管(m
p
)的控制信号v
p
和控制第二mos管(m
n
)的控制信号v
n
两个非重叠信号，使第一mos管(m
p
)与第二mos管(m
n
)不会同时导通，进而提高整体电路的效率。
[0057]
其中，能隙电压参考电路23以及非重叠缓冲器4中的第一类型 mos管为p型mos管，第二类型mos管为n型mos管。
[0058]
本实用新型技术方案中的直流降压转换器的工作模式包括pwm 模式以及pfm模式。
[0059]
比较脉冲宽度调制(pwm)模式和脉冲频率调制(pfm)模式之模拟结果后可以得知，当直流降压转换器操作在pwm模式时，其输出电压涟波δ和电感电流涟波δil较小，最大的输出电压涟波δ为2.9mv，最大的电感电流涟波δil为120.84ma，但在轻载时的转换效率eff较差，为39.27％～59.62％。而当直流降压转换器操作在 pfm模式时，其在轻载时的转换效率eff较佳，为56.99％～74.39％，但输出电压涟波δ和电感电流涟波δil较大，最大的输出电压涟波δ为14.4mv，最大的电感电流涟波δil为282.33ma。
[0060]
因此直流降压转换器在轻载与重载之间(中载)的时候做切换，可以通过工作模式控制器6发送控制信号进行控制，在重载时操作在 pwm模式，输出电压涟波δ和电感电流涟波δil较小的优点，而在轻载时操作在pfm模式，取其转换效率eff较佳的优点，最后可以得到直流降压转换器之转换效率图，横坐标为负载电流i，纵坐标为转换效率eff，如图10所示。
[0061]
其中，轻载是相对于全载来说的，指的是在电路的负载范围内，负载率在30％以下，中载指的是在电路的负载范围内，负载率在 30％
‑
60％，重载指的是在电路的负载范围内，负载率在60％
‑
99％，也可以根据实际情况进行灵活调整。
[0062]
本实用新型技术方案中直流降压转换器使用脉冲宽度调制 (pwm)和脉冲频率调制(pfm)模式切换，会在负载电流50ma的时候做切换，在重载时操作在pwm模式，取其输出电压涟波和电感电流涟波较小的优点，而在轻载时操作在pfm模式，取其转换效率较佳的优点，其中pwm的操作频率在1mhz，可以降低输出涟波和提高转换效率。
[0063]
上述虽然结合附图对本实用新型的具体实施方式进行了描述，但并非对本实用新型保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本实用新型的技术方案的基础上，本领
域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本实用新型的保护范围以内。