多脉波整流的三相功率因数校正变换器的制作方法

1.本实用新型属于三相功率因数校正变换器技术领域，更具体地涉及一种多脉波整流的三相功率因数校正变换器。


背景技术：

2.功率因数校正变换器(pfc)是一种电源变换装置，将三相或单相交流电压转化为直流电压，同时实现较高的输入功率因数(pf)，以减小电网的无功电流以及谐波电流总量(thd)，实现用电设备对电网的友好介入。
3.对于三相功率因数校正变换器，一般分为有源功率因数校正和无源功率因数两大类。有源功率因数校正采用高频开关电源技术通过复杂的控制对输入电流进行调控，实现接近于1的功率因数，它具有体积小重量轻的优点，其控制电路通常采用专用的模拟芯片或dsp编程控制，对工频为50hz的三相交流输入，无论是模拟芯片或dsp编程控制均能取得良好的效果。但对于工频为400hz的交流输入，需要更加快速的模拟控制芯片或更优的dsp控制算法，通常很难达成thd的指标，特别是在半载或轻载的条件下thd的指标会大幅度恶化，即有源功率因数校正很难兼顾轻载和重载的thd指标。
4.多脉波整流技术是无源的三相功率因数校正技术，具有电路简单可靠，thd指标不随负载变化的优点，特别是在400hz的情况下，无源器件的体积和重量要远小于50hz的情况，在航空电源上目前仍广泛采用多脉波整流的功率因数校正技术。最常见的是采用自耦变压器的18脉波整流技术，通过自耦移相变压器产生两组不同相位的交流电，这两组三相电压的线电压分别移相-20
°
和+20
°
，再通过二极管整流桥将这两组移相后的交流电与原本输入的交流电进行整流，获得直流输出。由于每组交流电整流后有6个波头，三组交流电整流后共18个波头，因此这种整流电路被称为18脉波整流电路。在整流器的输入端由于电流移相叠加的缘故，输入电流呈现出接近正弦波的波形，从而实现了功率因数校正。
5.但是18脉波整流的体积和重量仍然高于有源功率因数电路，移相变压器的体积和重量占了很大比重，随着对航空电源的要求越来越高，减重的压力越来越大。


技术实现要素：

6.本实用新型的目的在于提供一种多脉波整流的三相功率因数校正变换器，解决18脉波整流中移相整流变压器的体积和重量问题。
7.本技术的一个实施例中提供一种多脉波整流的三相功率因数校正变换器，包括：
8.自耦移相变压器，所述自耦移相变压器具有三组主绕线组和三组辅助绕组，所述三组主绕线组首尾相连的三个端点分别连接三相输入电压，所述三组辅助绕组分别连接在所述三个端点上并分别输出第一和第二组三相输出电压，其中第一组三相输出电压的相电压相对于所述三相输入电压滞后20
°
，第二组三相输出电压的相电压相对于所述三相输入电压超前20
°
；
9.三组三相整流桥，所述三组三相整流桥分别接收所述三相输入电压以及所述自耦
移相变压器输出的第一和第二三相输出电压；和
10.三组dc-dc变换器，所述三组dc-dc变换器分别接收所述三组三相整流桥输出的直流电压，所述三组dc-dc变换器互相均流，并且所述三组dc-dc变换器的输出并联连接到负载。
11.可选的，所述三组dc-dc变换器通过一组均流总线耦合到所述负载，使得dc-dc变换器的输出电流相等。
12.可选的，每组所述三相整流桥的两端耦合有高频电容。
13.本技术的一个实施例中提供一种多脉波整流的三相功率因数校正变换器，包括：
14.自耦移相变压器，所述自耦移相变压器具有三组主绕线组和三组辅助绕组，所述三组主绕线组首尾相连的三个端点分别连接三相输入电压，所述三组辅助绕组分别连接在所述三个端点上并分别输出第一和第二组三相输出电压，其中第一组三相输出电压的相电压相对于所述三相输入电压滞后24
°
，第二组三相输出电压的相电压相对于所述三相输入电压超前24
°
，并且，所述三组辅助绕组的各个端点与所述三组主绕线的三个端点之间抽头输出第三和第四三相输出电压，其中第三组三相输出电压的相电压相对于所述三相输入电压滞后12
°
，第四组三相输出电压的相电压相对于所述三相输入电压超前12
°
；
15.五组三相整流桥，所述五组三相整流桥分别接收所述三相输入电压以及所述自耦移相变压器输出的第一至第四三相输出电压；和
16.五组dc-dc变换器，所述五组三相整流桥分别接收所述五组三相整流桥输出的直流电压并分别通过均流总线连接到负载。
17.可选的，所述五组dc-dc变换器通过一组均流总线耦合到所述负载，使得dc-dc变换器的输出电流相等。
18.本技术的一个实施例中提供一种多脉波整流的三相功率因数校正变换器，包括：
19.自耦移相变压器，所述自耦移相变压器具有三组主绕线组，所述三组主绕线组首尾相连的三个端点分别连接三相输入电压，所述三组主绕线组上分别抽头输出第一和第二组三相输出电压，其中第一组三相输出电压的相电压相对于所述三相输入电压滞后20
°
，第二组三相输出电压的相电压相对于所述三相输入电压超前20
°
；
20.三组三相整流桥，所述三组三相整流桥分别接收所述三相输入电压和所述自耦移相变压器输出的两组三相输出电压；和
21.三组dc-dc变换器，所述三组三相整流桥分别接收所述三组三相整流桥输出的直流电压并分别通过均流总线连接到负载。
22.可选的，所述三组dc-dc变换器通过一组均流总线耦合到所述负载，使得dc-dc变换器的输出电流相等。
23.可选的，每组所述三相整流桥两端耦合有高频电容。
24.可选的，所述自耦移相变压器输出的两组三相输出电压的幅值与所述三相输入电压的幅值相等。
25.相对于现有技术，本技术的方法具有以下有益效果：
26.本技术的三相功率因数校正变换器，将移相的方式从线电压移相改为相电压移相，再利用后级dc/dc模块的并联均流功能，实现多个组移相绕组的电流平衡，经理论计算和实践证明这种方式的移相变压器的体积和重量可以50％，同时维持了18脉波整流简单可
靠，thd不随负载变化的优点。基于同样的原理可以把18脉波整流延展成为30脉波整流，从而获得更低的thd以及更好的功率因数，在没有外加滤波器的情况下30脉波整流的输入电流可以满足gjb-151b中ce101(400hz)的限值要求，在航空电源上具有很好的推广价值。
附图说明
27.图1为典型的18脉波移相整流电路图。
28.图2为典型的18脉波移相整流波形图。
29.图3为本实用新型第一实施例中的18脉波相电压移相整流电路图。
30.图4为本实用新型第一实施例中的电压矢量图。
31.图5为本实用新型第一实施例中的电流波形图。
32.图6为本实用新型第二实施例中的30脉波相电压移相整流电路图。
33.图7为本实用新型第二实施例中的电压矢量图。
34.图8为本实用新型第二实施例中的电流谐波频谱图。
35.图9本实用新型第三实施例中的等电压的18脉波相电压移相整流电路图。
具体实施方式
36.为了加深对本实用新型的理解，下面将结合实施例对本实用新型做进一步详述，本实施例仅用于解释本实用新型，并不构成对本实用新型保护范围的限定。
37.本案实用新型人经过长期研究后发现，如背景技术中记载的典型的18脉波整流电路，在体积和重量上可以进一步降低，总谐波含量(thd)可以进一步优化。
38.为了理解本实用新型的原理以及本实用新型带来的好处，以下先简述典型的18脉波整流技术的原理和存在的问题。参考图1所示，图1是现有18脉波整流技术的典型电路图，输入的三相交流电(a，b，c)经过一个三相整流桥直接送至输出的负载两端，同时通过一个自耦移相变压器产生两组不同相位的三相交流电(a1，b1，c1)以及(a2，b2，c2)，这两组三相交流电分别经过各自的三相整流桥与主回路的直流输出并联。应当说明，本文以a，b，c，a1，b1，c1，a2，b2，c2代表电路图中的连接节点并表示相应节点的三相电压。这两组电压(a1，b1，c1)以及(a2，b2，c2)与输入的三相电压(a，b，c)构成多重线电压，且满足一定的相位关系。请参考图2，v
a2b
(即节点a2与b之间的电压矢量)和v
ab1
(即节点a与b1之间的电压矢量)分别与v
ab
(即节点a与b之间的电压矢量)相差-20
°
和+20
°
且电压幅度相等，v
b2c
(即节点b2与c之间的电压矢量)和v
bc1
(即节点b与c1之间的电压矢量)分别与v
bc
即节点b与c之间的电压矢量)相差-20
°
和+20
°
，以次类推，我们得到18个相位相继相差20
°
的线电压，这18组线电压经过三组并联输出的整流桥，只有线电压最高的二级管导通向输出提供电流，获得整流后的直流电压，这种整流模式的特点是某一时间段只有一组二级管导通，且电流幅值为负载电流。如图2所示，对每一个辅助的端口(比如a2)在一个工频周期内，正向导通(io)的时间只有20
°
，负向导通(-io)的时间也只有20
°
，由于这种窄脉冲的电流模式，使得自耦移相变压器的绕组损耗很大。另外一方面，为了保证移相后的线电压v
a2b
和v
ab1
与v
ab
的幅度相等必须采用在主绕组ab上进行中心抽头再加辅助绕组的方式，自耦变压器的制造工艺比较复杂，一定程度上增加了变压器的重量和体积。
39.图1所示的18脉波整流电路的输出电压vo通常还需要经过一个dc/dc进行电压调
整，在很多情况下还需要多个dc/dc并联使用，本技术可以利用后级多个dc/dc的并联均流功能使得前级的自耦移相变压器工作条件更优，损耗更低，体积更小。
40.请参考图3，本技术第一实施例的三相功率因数校正变换器包括：自耦移相变压器、三组dc/dc变换器和三组三相整流桥。自耦移相变压器具有三组主绕线组和三组辅助绕组，三组主绕线组首尾相连的三个端点分别连接三相输入电压，三组辅助绕组分别连接在三个端点上并分别输出第一组三相输出电压和第二组三相输出电压，其中第一组三相输出电压的相电压相对于三相输入电压滞后20
°
，第二组三相输出电压的相电压相对于三相输入电压超前20
°
。
41.具体的，自耦移相变压器包含三个主绕组ab，bc和ca，以及三组辅助绕组(aa1，aa2)，(bb1，bb2)和(cc1，cc2)(aa1，aa2)与主绕组bc耦合，(bb1，bb2)与主绕组ca耦合，(cc1，cc2)与主绕组ab耦合。自耦移相变压器的三个端点接受三相输入电压(a，b，c)，三组辅助绕组提供两组三相电压(a1，b1，c1)和(a2，b2，c2)，其中(a1，b1，c1)的相电压滞后(a，b，c)20
°
,(a2，b2，c2)的相电压超前(a，b，c)20
°
。三组三相电压(a，b，c)，(a1，b1，c1)和(a2，b2，c2)分经三组三相整流桥连接到三组dc/dc变换器，三组dc/dc变换器的特性相同且并联输出提供一组直流输出电压。
42.三组dc/dc变换器带有均流总线，均流总线相互连接，三组dc/dc变换器的输出电流相等。
43.三组三相整流桥的输出包含一个高频电容，该电容对dc/dc的高频电流提供通路，对于工频电流的影响可以忽略。
44.下面对图3所示的整流电路实施例的工作原理进行进一步说明：
45.首先参考图4，该实施例中的电压矢量图，其中oa，ob，oc为输入电压矢量，其幅度相等且相位相差120
°
，在a端连接绕组aa1与aa2分别得到矢量oa1与oa2，oa1与oa的夹角为-20
°
，oa2与oa的夹角为+20
°
，由此可以得到aa1与aa2的相对匝比：
[0046][0047]
其中r
aa1
≈0.21
[0048]
raa1定义为aa1绕组的相对匝数，与其对应的主绕组匝数为1，即rab＝rbc＝rca＝1。
[0049]
即通过自耦移相变压器得到的三相电压(a1，b1，c1)和(a2，b2，c2)相电压相对于(a，b，c)分别移相-20
°
和+20
°
。本实施例中将辅助绕组aa1直接连接在端点a，而并没有连接在ab的中间抽头处，这样得到的oa1虽然略高于oa，经过三相整流后的直流电压也略高于主回路的直流电压，但是由于dc/dc的输出具有均流特性，两个辅助回路的传输功率与主回路是相等的，因此无论oa1的大小如何折合到输入端的电流是相等的，并不影响输入端多重电流叠加而减小谐波的效果。
[0050]
图5是图3所示的整流电路实施例的工作波形图，va是输入a相的相电压波形，我们以此为相位参考进行波形分析，(a，b，c)经过三相整流桥，得到直流电压，由于整流桥输出侧的电容足够小，每相电流近似为一个导通角为120
°
的方波电流，由于后级三个dc/dc均分功率，每个整流桥承担1/3的功率，每相电流的幅值大约为io/3,即a相进入整流桥的电流ia是一个幅值为io/3，从30
°
到150
°
的方波电流，负半周则是对称的-io/3。对于相位超前20
°
的(a2，b2，c2),基于完全对等的分析，a1相的电流i
a1
与ia的电流波形完全相似，只是相位向右平移了20
°
，即i
a1
在50
°
到170
°
呈现io/3的正向电流，同理相位滞后的(a1，b1，c1)整流输出的结果导致i
a2
电流与i
a1
完全相似，只是相位向左平移了20
°
，即在10
°
到130
°
呈现io/3的正向电流，a相总的输入电流i
sa
是这几相电流以及i
ab
和i
ca
的和，即：
[0051]isa
＝ia+i
a1
+i
a2
+i
ab
–ica
[0052]
多重电流叠加使得i
sa
是一个接近正弦的阶梯波，输入交流电流的3,5,7次等谐波电流已经大幅度得到抵消。本实施例的功率因数校正效果与传统18脉波整流的效果完全一致，但从电流波形上看具有明显的优势，从移相绕组的电流波形看，本实施例的电流波形i
a1
是一个导通角为120
°
，幅值为io/3的方波，而传统18脉波整流的移相绕组电流是导通角为20
°
幅值为io的方波，前者的有效值远远小于后者的电流有效值，因此前者的绕组可用线径比较细的导线进行绕制而不影响移相变压器的效率，精确的分析表明，传统18脉波整流的移相变压器容量大约为输出功率的32％，本实施例的移相变压器的容量大约为输出功率的17％，所以本实用新型实施例的变压器可用减小将近50％。本实施例的另外一个好处是变压器的结构更加简单，主绕组ab，bc，cb均一次成型，没有中间抽头，移相绕组均在端部节点与主绕组相连，这样的结构简化了变压器的工艺，使变压器更加轻便可靠。
[0053]
图6是本技术的第二实施例的三相功率因数校正变换器，在该案例中移相的组数增加到4组，整流的脉波数为30，该实施例的三相功率因数校正变换器包括：一个自耦移相变压器、五组dc/dc变换器和五组三相整流桥。
[0054]
自耦移相变压器具有三组主绕线组和三组辅助绕组，三组主绕线组首尾相连的三个端点分别连接三相输入电压，三组辅助绕组分别连接在三个端点上并分别输出第一组三相输出电压和第二组三相输出电压，其中第一组三相输出电压的相电压相对于三相输入电压滞后24
°
，第二组三相输出电压的相电压相对于三相输入电压超前24
°
。三组辅助绕组的各个端点与三组主绕线的三个端点之间抽头输出第三自耦移相变压器和第四三相输出电压，其中第三组三相输出电压的相电压相对于三相输入电压滞后12
°
，第四组三相输出电压的相电压相对于三相输入电压超前12
°
。
[0055]
具体的，自耦移相变压器包含三个主绕组ab，bc和ca，以及三组辅助绕组(aa1，aa2)，(bb1，bb2)和(cc1，cc2)。(aa1，aa2)与主绕组bc耦合，(bb1，bb2)与主绕组ca耦合，(cc1，cc2)与主绕组ab耦合。a3为aa1的中间抽头，a4为aa2的中间抽头，b3为bb1的中间抽头，b4为bb2的中间抽头，c3为cc1的中间抽头，c4为cc2的中间抽头。自耦移相变压器的三组主绕线组接受三相输入电压(a，b，c)，三组辅助绕组提供四组三相电压(a1，b1，c1)，(a2，b2，c2)，(a3，b3，c3)和(a4，b4，c4)，其中(a1，b1，c1)的相电压滞后(a，b，c)24
°
,(a2，b2，c2)的相电压超前(a，b，c)24
°
，(a3，b3，c3)的相电压滞后(a，b，c)12
°
,(a4，b4，c4)的相电压超前(a，b，c)12
°
。五组三相电压(a，b，c)，(a1，b1，c1)，(a2，b2，c2)，(a3，b3，c3)和(a4，b4，c4)分经五组三相整流桥连接到五组dc/dc变换器，五组dc/dc变换器的特性相同且并联输出提供一组直流输出电压。
[0056]
五组dc/dc变换器带有均流总线，均流总线相互连接，五组dc/dc变换器的输出电流相等。
[0057]
五组三相整流桥的输出包含一个高频电容，该电容对dc/dc的高频电流提供通路，
对于工频电流的影响可以忽略。
[0058]
图7是30脉波整流实施例的电压矢量图，其中oa，ob，oc为输入电压矢量，其幅度相等且相位相差120
°
，在a端连接绕组aa3与aa4分别得到矢量oa3与oa4，oa3与oa的夹角为-12
°
，oa4与oa的夹角为+12
°
，由此可以得到aa3与aa4的相对匝比：
[0059][0060]
其中r
aa3
＝r
aa4
≈0.123
[0061]
raa3定义为aa3绕组的相对匝数，与其对应的主绕组匝数为1，即rab＝rbc＝rca＝1。
[0062]
在a端连接绕组aa1与aa2分别得到矢量oa1与oa2，oa1与oa的夹角为-24
°
，oa4与oa的夹角为+24
°
，由此可以得到aa2与aa2的相对匝比：
[0063][0064]
其中r
aa1
＝r
aa2
≈0.257
[0065]
即通过移相变压器得到的四组三相电压(a1，b1，c1)，(a2，b2，c2)，(a3，b3，c3)和(a4，b4，c4)相电压相对于(a，b，c)分别移相-24
°
，+24
°
，-12
°
和+12
°
，由于输入端电流的多重叠加，输入电流的高次谐波进一步降低。在400hz三相交流输入的情况下，30脉波整流的输入电流在不外加滤波器的情况下可以满足gjb-151b中ce101(400hz)的限值要求，其结果如图8所示。
[0066]
图9是本技术的第三实施例的三相功率因数校正变换器，自耦移相变压器具有三组主绕线组，三组主绕线组首尾相连的三个端点分别连接三相输入电压，三组主绕线组上分别抽头输出第一组三相输出电压和第二组三相输出电压。第一组三相输出电压的相电压相对于三相输入电压滞后20
°
，第二组三相输出电压的相电压相对于三相输入电压超前20
°
。
[0067]
具体的，自耦移相变压器包含三个主绕组ab，bc和ca。a1为ab上距离a的大约四分之一抽头，a2为ac上距离a的大约四分之一抽头，b1为ab上距离b的大约四分之一抽头，b2为bc上距离b的大约四分之一抽头，c1为ac上距离c的大约四分之一抽头，c2为bc上距离c的大约四分之一抽头。自耦移相变压器的三组主绕线组接受三相输入电压(a，b，c)，并抽头提供两组三相电压(a1，b1，c1)，(a2，b2，c2)，其中(a1，b1，c1)的相电压滞后(a，b，c)20
°
,(a2，b2，c2)的相电压超前(a，b，c)20
°
。三组三相电压(a，b，c)，(a1，b1，c1)，(a2，b2，c2)分经三组三相整流桥连接到三组dc/dc变换器，三组dc/dc变换器的特性相同且并联输出提供一组直流输出电压。
[0068]
该实施例仍然是18脉波整流，但移相变压器采用了在主绕组上抽头的连接方式，这样可以使得移相绕组的相电压oa1和oa2与主绕组的相电压oa保持20
°
的相差且幅度完全相等，这样两个移相绕组的电压与主回路的电压完全相等，避免由于dc/dc对于不同输入电压可能带来的效率差异，在这种情况下dc/dc的输入电压范围也可以适当缩小，提高dc/dc的转换效率。
[0069]
本技术为了解决18脉波整流中移相整流变压器的体积和重量问题，将移相的方式
从线电压移相改为相电压移相，再利用后级dc/dc模块的并联均流功能实现多个组移相绕组的电流平衡，经理论计算和实践证明这种方式的移相变压器的体积和重量可以50％，同时维持了18脉波整流简单可靠，thd不随负载变化的优点。基于同样的原理，可以把18脉波整流延展成为30脉波整流，从而获得更低的thd以及更好的功率因数，在没有外加滤波器的情况下30脉波整流的输入电流可以满足gjb-151b中ce101(400hz)的限值要求，在航空电源上具有很好的推广价值。
[0070]
以上显示和描述了本实用新型的基本原理、主要特征和优点。本行业的技术人员应该了解，本实用新型不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本实用新型的原理，在不脱离本实用新型精神和范围的前提下，本实用新型还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本实用新型范围内。本实用新型要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。