1.本发明总体上涉及功率转换器电路领域，并且更特别地，涉及包括llc谐振电路的功率转换器电路。
背景技术：
2.功率转换器（并且更特别地，dc-dc转换器）在本领域中是已知的。简单地说，它们能够将在输入电压下提供的电功率转换成在不同于输入电压的输出电压下的电功率。通过在dc-dc转换器前添加整流器，获得了ac-dc转换器。
3.存在多种多样的功率转换器，因为可以做出许多折衷，其中的一些是：输入电压电平、输出电压电平、输出电压上的纹波、功率效率、紧凑性、电磁干扰量、要转换的功率量等。
4.本发明涉及用于将功率从相对大的输入电压范围（诸如例如大约108 vac到大约305 vac）转换到预定义负载或预定义电压的功率转换器。
技术实现要素：
5.本发明各实施例的一个目的是提供一种功率转换器电路，其能够将功率从相对大的输入电压范围转换到相对窄的输出电压范围，例如用于从不同国家中的各种干线电源为电气负载（例如照明设备）供电。
6.本发明各实施例的一个目的是提供一种功率转换器电路，其能够将频率从大约50 hz到大约60 hz的、范围从大约108 vac到大约305 vac的交流（ac）电源电压转换成预定义的dc输出电压（例如大约75 v）。
7.本发明各实施例的一个目的是提供这样一种功率转换器电路，其具有改进的功率效率和/或降低的emi。
8.本发明各实施例的另外一个目的是提供一种功率转换器电路，其能够将功率从相对窄的输入电压范围转换到相对宽的输出电压范围，例如从大约50 hz处的大约（220 vac
±
5%）转换到从大约50 v到大约100 v范围内的预定义电压，或者从大约60 hz处的大约（110 vac
±
5%）转换到大约50 v到大约100 v。
9.根据第一方面，本发明提供了一种用于将输入电压转换成输出电压的功率转换器，该功率转换器包括：全桥逆变器，包括第一支路和第二支路，第一支路包括串联连接的第一高边开关（high-side switch）和第一低边开关（low-side switch），并在它们之间限定第一开关节点；第二支路包括串联连接的第二高边开关和第二低边开关，并在它们之间定义第二开关节点；其中第一支路的开关具有第一输出电容，并且第二支路的开关具有第二输出电容；谐振电路，连接在第一开关节点和第二开关节点之间，并且包括与电容串联的电感；控制电路，被配置用于根据预定义方案生成一组控制信号，并且用于将这些控制信号提供给所述开关；其中预定义方案包括两个激励阶段，其中输入电压交替施加在第一和第二开关节点上；其中第二输出电容小于第一输出电容；其中预定义方案（在某些条件下）还包括与两个激励阶段交错的两个无源导通阶段；并且其中无源导通阶段中的控制信号被选
择用于在至少一些阶段转变期间促进第一支路的开关的零电压开关条件。
10.使用不同类型的开关（即第一开关具有的输出电容高于第二开关的输出电容）是有利的，因为这可以导致较低的电路损耗。更具体地，第一开关（具有较高的输出电容）具有降低的内阻（称为“rdson”），导致较低的导通损耗，第二开关（具有较低的输出电容）具有降低的开关损耗。因此，功率转换器的总损耗（开关损耗和导通损耗之和）可以降低。
11.在激励阶段期间，四个开关被配置为使得通过一个分支（或支路）的高边开关和另一个分支（或支路）的低边开关创建导电路径。以此方式，输入电压vin可以交替地施加到节点x、y。或者换句话说，在第一和第二激励阶段期间，电压“+vin”和
“‑
vin”分别被施加到谐振电路。
12.在无源导通阶段期间，开关节点（x，y）或者都接地，或者都连接到输入电压，从而在可配置的时间内形成谐振电路的低电阻路径。使用这些无源导通阶段是有利的，因为它们允许在其中一些开关随后在下一个激励阶段开始时断开或闭合之前，将开关节点之一（x或y）带到正确的电压电平。因此，这种预充电允许至少其中一些开关的“零电压开关”，这进而导致信号的更少“振铃（ringing）”（更低的emi辐射）和更低的开关损耗（更高的能量效率）。
13.在两个激励阶段之间使用无源导通阶段的另外的优点是，因为其占空比（dc2）或相对持续时间（相对于控制方案的周期），在这里也称为“阶段”（ps）是可配置的。这为控制输出功率提供了另外的自由度。
14.这种功率转换器的优点在于，它具有提高的功率效率（降低的功率损耗），而不需要附加的硬件组件，因为四个开关和控制器已经存在。
15.在一个实施例中，开关是mosfet或gan hemt。
16.在一个实施例中，第二输出电容和第一输出电容的比率是在从1/4到3/4或者从1/3到2/3的范围内的值。
17.在一个实施例中，第二输出电容和第一输出电容的比率等于大约0.5。
18.在一个实施例中，控制电路还被配置用于测量输入电压和输出电压中的一个或两个；并且控制电路还被配置为使用预定义的开关频率或使用动态开关频率，其中动态开关频率基于所测量的输入电压和所测量的输出电压中的一个或两个；并且第一支路的开关和第二支路的开关以预定义的或动态的开关频率切换。
19.在一个实施例中，每个激励阶段具有第一占空比；并且每个无源导通阶段具有第二占空比；并且控制电路被配置用于作为输入电压、输出电压和开关频率中的一个或多个的函数来确定第一和第二占空比。
20.这种方案的示例在图5中示出，并且这种函数的示例在图7中示出。
21.有利的是，可以基于输入电压动态调整第一和第二持续时间，因为这有助于通过使用相移操作进行无损切换或准无损切换。
22.在一个实施例中，控制电路被配置为作为输入电压的函数来确定第一和第二占空比，并且对于低于预定义阈值的输入电压，第二占空比为零。
23.在一个实施例中，控制电路被配置为使用所述动态开关频率，并且对于低于预定义频率的开关频率，第二占空比为零。
24.在一个实施例中，对于大于所述阈值的输入电压，第二占空比作为输入电压的函
数单调增加。
25.在一个实施例中，对于大于所述阈值的输入电压，第二占空比作为输入电压的函数线性增加。
26.在一个实施例中，对于大于所述预定义频率的频率，第二占空比作为动态频率的函数单调增加。
27.在一个实施例中，对于大于所述预定义频率的频率，第二占空比作为动态频率的函数线性增加。
28.在一个实施例中，功率转换器还包括处于全桥输入端、被配置为接收ac电压、并且被配置为向全桥提供整流电压作为所述输入电压的第一整流器电路。
29.在一个实施例中，第一整流器电路被配置为接收频率范围从大约50 hz到大约60 hz、范围从大约108 vac到大约305 vac的ac电压。
30.在一个实施例中，功率转换器还包括磁耦合到第一电感的次级电感。
31.在一个实施例中，功率转换器还包括连接到所述次级电感、并且被配置用于提供dc输出电压的第二整流器电路。
32.在一个实施例中，输出电压是从大约50 v到大约100 v范围内的电压。
33.根据第二方面，本发明还提供了一种照明设备，其包括：包括至少一个发光二极管的光源；以及根据第一方面的功率转换器，被配置用于为所述光源供电。
34.本发明还针对根据第一方面的功率转换器用于功率因数校正的使用。
35.参考下文描述的（多个）实施例，本发明的这些和其他方面将是清楚的并得到阐述。
附图说明
36.图1（a）示出了包括ac电源、整流器电路、功率转换器电路和电负载的电气系统的高级框图。
37.图1（b）示出了本领域已知的示例性整流器电路。
38.图2（a）示出了传统全桥逆变器电路的框图。
39.图2（b）示出了具有两个互补激励状态的表格，其通常用于控制图2（a）的全桥的开关。
40.图2（c）示出了图2（b）的表格，并示出了在激励状态之间的两个“关断周期”（或“死区”或“死区时间（dead time）”）期间如何配置开关。这些区域通常由异步逻辑生成，并且不被视为状态。
41.图3示出了由本发明提出的包括全桥逆变器和谐振llc电路的功率转换器电路。
42.图4示出了由本发明提出的用于控制图3的全桥逆变器的具有两个互补激励状态和两个无源导通状态的表格。
43.图5示出了与图4的表格对应的施加到开关的控制信号的示例性波形，以及由图3的功率转换器产生的电压“vx-vy”的波形。
44.图6（a）和图6（b）示出了对于重负载（图6a）和小负载（图6b），当使用具有四个相同开关的对称桥时，以及当应用图4所示的四个阶段时，图3的谐振电路上的电感器电流和电压的示例性波形。
45.图7示出了无源导通阶段（，）的“阶段”或“占空比”之间作为输入电压的函数的可能关系的示例，其可用于本发明的各实施例中。
46.图8（a）和图8（b）示出了当对于第一和第二支路使用具有不同类型开关的不对称桥时，以及当使用图4的四个阶段时，以及当对于重负载（图8a）和小负载（图8b）使用合适的占空比时，图3的谐振电路上的电感器电流和电压的示例性波形。
47.图9示出了在不对称桥中，但是以不正确的顺序驱动的图3的谐振电路上的电感器电流和电压的示例性波形。
48.附图只是示意性的，并且是非限制性的。在附图中，为了说明的目的，一些元件的尺寸可能被夸大并且没有按比例绘制。
具体实施方式
49.在本文件中，符号图1（a）和图1a意思相同。当然，这不仅适用于图1（a），而且适用于其他图。
50.在本文件中，术语“状态”和“阶段”意思相同。
51.在本文件中，表述“三电平操作”和“四阶段操作”原则上意思相同（如图5所示）；“三电平”指的是开关节点之间的三个可能的电压；“四阶段”指的是开关的四种可能状态。
52.本发明涉及功率转换器电路。
53.图1（a）示出了电气系统100的高级框图，该电气系统100包括ac电压源101、整流器电路102、功率转换器电路103和电负载104。
54.ac电压源101可以被配置用于产生交流电压vac，例如50 hz的220v的干线电源电压、或者110v和60 hz的干线电源电压、等等。
55.整流器电路102被配置用于将ac电压转换成dc电压。整流器电路在本领域中是已知的，并因此不需要在此详细描述。然而，为了完整起见，图1（b）中示出了整流器电路的示例，但是也可以使用其他整流器电路。
56.功率转换器电路103是dc-dc转换器电路，或者包括dc-dc转换器电路。它被配置成将dc输入电压“vin”转换成dc输出电压“vout”，该dc输出电压“vout”被提供给电气负载104。
57.因此，功率转换器103和整流器102的组合是ac-dc转换器。
58.通常，电气负载104可以例如是纯电阻性负载、电感性负载或电容性负载。加热设备和传统白炽灯是电阻性负载的典型示例。电机、压缩机、扬声器等是电感性负载的典型示例。电容器和电容器组是电容性负载的典型示例。实际上，许多负载的电阻抗并不完全是电阻性的。然而，本发明旨在向主要为电阻型、或恒功率型、或恒压型、或恒流型、或其组合的电气负载供电。
59.在一些实施例中，本发明提供了功率转换器电路103，其能够将功率从相对大的输入电压范围转换到窄的预定义输出电压范围。
60.本发明提供了特定的功率转换器电路103，其能够将功率从整流的ac电压（该ac电压具有从大约108 vac到大约305 vac的标称电压以及大约50 hz或大约60 hz的频率）转换成预定义的输出电压。输出电压可以是具有预定义设定点的调节值或控制值，例如在从大约50v到大约100v的范围内选择，例如等于大约75v，但是本发明不限于此，并且也可以选择
其他设定点。
61.本发明还提供了特定的功率转换器电路110，其能够将来自具有相对大的电压范围（例如，从大约108 vac到大约305 vac）的ac电压源的功率转换成所述输出电压vout，用于为所述负载供电。
62.本发明还提供了一种功率转换器电路，其能够将功率从相对窄的输入电压范围（例如，从大约50 hz的220v
±
5%）转换到相对宽的输出范围（例如，从大约50 v到大约100 v）中的预定义电压。
63.本发明还提供了一种照明设备120，其包括一个或多个照明元件104（例如，一个或多个led设备），以及功率转换器103或110，在其输入处具有或不具有整流器102。这些照明设备可以由输出电压“vout”直接供电，或者例如经由连接到转换器103的输出“vout”的第二dc-dc转换器（未示出）间接供电。
64.在更详细地描述本发明提出的解决方案之前，参考图2（a）至图2（c）描述传统的全桥电路及其典型控制。
65.图2（a）示出了传统全桥逆变器电路的框图，其包括四个相同的开关，例如以具有用于选择性地断开和闭合相应开关的控制栅极的晶体管的形式。开关sx1和sy1被称为“低边（low-side）”开关。开关sx2和sy2被称为“高边（high-side）”开关。开关sx1和sx2形成“第一分支”或支路，并且开关sy1和sy2形成“第二分支”或支路。开关sx1和sx2限定了它们之间的开关节点x。开关sy1和sy2限定了它们之间的开关节点y。电负载连接在节点x和y之间。施加到控制端口的控制信号通常由控制电路（未示出）（例如由微控制器，例如使用脉宽调制（pwm）信号）产生。
66.图2（b）示出了具有两个互补激励状态和的表格，和在这里也称为“1”和
“‑
1”，但这仅仅是一种符号。在第一激励阶段（或状态）中，开关sx2和sy1闭合，并且其他开关断开，因此x连接到电源电压vin，并且y连接到地，因此电压“+vin”被施加到负载。在第二激励阶段（或状态）中，开关sx1和sy2闭合，并且其他开关断开，因此y连接到电源电压vin，并且x连接到地，因此电压
“‑
vin”被施加到负载。每个阶段的占空比通常等于50%。
67.然而，实际上，开关不会瞬间断开和闭合，但这需要一定量的时间。为了避免一个支路的两个开关同时闭合（这会导致电源电压和地之间的短路），开关sx1和sx2两者可以被有意地断开短暂的一段时间。同样，开关sy1和sy2通常都被有意地断开短暂的一段时间。这个短暂的一段时间可以在控制器中实现为“另一状态”，或者可以在控制器外部的模拟异步电路中实现，该模拟异步电路通常包含延迟线（例如，由一系列逆变器形成）和“xor（异或）”门。这种模拟电路在本领域中是已知的，并因此这里不需要更详细地解释。图2（c）示出了提供给开关的控制端口的控制信号。这个“死区时间”的持续时间对于本发明并不重要，并因此将不作进一步讨论。
68.图3示出了包括全桥逆变器和谐振llc电路的功率转换器电路300。
69.全桥包含两个半桥hbx和hby，也称为“第一和第二支路”。第一半桥hbx包含串联连接在电源节点“vin”和接地节点“gnd”之间的第一高边开关sx2和第一低边开关sx1，并且在它们之间限定了第一开关节点x。第二半桥hby包含串联连接在电源节点vin和接地节点gnd之间的第二高边开关sy2和第二低边开关sy1，并且在它们之间限定了第二开关节点y。
70.谐振电路包括与电容cr串联连接的初级电感lp。谐振电路连接在所述第一开关节
点x和所述第二开关节点y之间。初级电感lp磁耦合到次级电感ls，例如作为变压器的一部分。次级电感ls可以连接到第二整流器302和输出电容器cout，用于提供输出电压vout，该输出电压vout与输入电压vin电去耦，并且具有预定义的电压电平（例如，上述受控电压具有大约75v的设定点）。
71.llc电路的空载谐振频率可以例如在大约100 khz的数量级。在操作期间，转换器通常在从大约100 khz到大约250 khz的频率范围内操作，但是本发明不限于此，并且低于100 khz或高于250 khz的频率也是可能的。
72.功率转换器电路300还包括控制电路301。控制电路301可以被配置用于以已知方式（例如，使用分压器和模数转换器或adc）测量所述输入电压“vin”中的一个或两个，和/或用于测量输出电压vout。在一些实施例中，仅测量vin。在一些实施例中，仅测量vout。在一些实施例中，vin和vout都被测量。
73.控制电路301被配置用于产生一组控制信号vgx2、vgx1、vgy2、vgy1，用于根据本发明提出的预定义方案选择性地断开和闭合开关，并且用于向所述开关提供这些控制信号。将进一步描述该方案及其对图3电路的影响。
74.开关断开和闭合的频率被称为“开关频率”。在一些实施例中，开关频率是固定的。在其他实施例中，开关频率可以动态变化。动态开关频率可以被确定为输入电压的函数，或者输出电压的函数，或者输入电压和输出电压两者的函数。
75.为了便于解释，将主要假设开关频率是预定（固定）值来解释本发明，并且测量输入电压，但是本发明不限于此。
76.图4示出了类似于图2（b）的表格的表格，但是具有四个状态（或阶段）。可以看出，该表格也具有两个激励状态“1”和
“‑
1”（这里称为阶段和），但是发明人想到还增加两个无源导通状态，这里表示为“0l”和“0h”，但是也称为阶段和。
77.如上所述，控制电路301优选地还被配置用于在状态转换之间提供“关断周期”或“死区时间”，以避免支路的高边开关和低边开关同时意外闭合，这可以作为状态或在模拟电路中实现，但是这个“死区时间”不作进一步讨论。
78.从图4的表格和图3的框图可以领会，在使用所有状态的情况下：-在第一激励阶段（也称为“1”）期间，第一高边开关sx2和第二低边开关sy1闭合，并且其他开关sx1和sy2断开，从而将第一开关节点x连接到vin，并且将第二开关节点y连接到gnd，并且因此将电压vx-vy=“+vin”施加到谐振llc电路；-在第二激励阶段（也称为
“‑
1”）期间，第二高边开关sy2和第一低边开关sx1闭合，并且其他开关sy1和sx2断开，从而将第二开关节点y连接到vin，并且将第一开关节点x连接到gnd，并且因此将电压vx-vy=
“‑
vin”施加到谐振llc电路；-在第一无源导通阶段（也称为“0l”）期间，两个低边开关sx1和sy1闭合，并且两个高边开关sx2和sy2断开，从而将两个开关节点x、y连接到gnd，并因此将电压vx-vy =“0”施加到谐振llc电路；-在第二无源导通阶段（也称为“0h”）期间，两个低边开关sx1和sy1断开，并且两个高边开关sx2和sy2闭合，从而将两个开关节点x、y连接到电源电压“vin”，并因此将电压vx-vy =“0”施加到谐振llc电路。
79.因此，在激励阶段、期间，电源电压（+vin）或反向电源电压（-vin）被施加到谐振llc电路，用于向llc电路提供能量。因此，激励阶段也可以被称为“有源导通阶段”。在无源导通阶段、期间，没有电压差被施加到谐振llc电路，因此没有能量被提供给llc电路。
80.然而，并非在所有情况下都必须使用所有状态，并且它们不需要以图4中建议的特定次序来应用。在本发明的实施例中，控制电路可以在特定的开关周期期间应用以下顺序或“方案”之一：。
81.为了完整起见，注意到如果重复应用，则顺序
“‑
1/+1”被认为等同于a），并且顺序“0l/-1/0h/1”和
“‑
1/0h/“1/0l”和“0h/1/0l/-1/0h”被认为等同于b），等等。
82.图5示出了对于开关顺序“1/0l/-1/0h”，要施加到相应开关sx2、sx1、sy2、sy1的控制信号vgx2、vgx1、vgy2、vgy1的示例性波形。图5的曲线图还示出了开关节点x、y上的电压差“vx-vy”的示例性（接近理想）的波形。
83.不幸的是，vx-vy的这种接近理想的波形不是自动获得的，这将进一步解释。因此，发明人面临着附加的问题。
84.在下文中，术语“（一个）开关周期”对应于具有持续时间“t”的循环。它由两个“半循环”组成，一个用于产生vx-vy的正脉冲，并且一个用于产生vx-vy的负脉冲。原则上，哪个脉冲先出现并不重要，只要它们在一个周期期间交替，并且只要在不同的周期内保持相同的次序。
85.在图5的特定示例中，第一半循环包含第一激励阶段和第一无源导通阶段。第二半循环包含第二激励阶段和第二无源导通阶段。可以看出，在实践中，在每个激励阶段和无源导通阶段之间也有短暂的“关断周期”或“死区时间”，但是已经如上所述，这些不是本发明的主要焦点。替代地，“死区时间”也可以被认为是相应阶段的持续时间的（较小）部分。根据这个约定，周期t1是从vgx2的下降沿到vgy2的下降沿的时间，t2是从vgy2的下降沿到vgx1的下降沿的时间，等等。
86.对本发明来说重要的是相对持续时间t1/t，也称为第一占空比dc1，以及相对持续时间t2/t，在本文也称为第二占空比dc2。这可以在数学上表示如下：并且周期持续时间t可以写成两个激励阶段和两个无源导通阶段的持续时间之和：。
87.第三电平（“0”）相对于总开关周期t的相对持续时间在这里被称为“相移角”ps，并且可以被表示为角度。这可以在数学上写成：
。
88.相移角ps优选小于90
°
。对于给定的逆变器输入电压vin，相移角ps越大，逆变器的有效输出电压vout越低。
89.发明人基于图5的开关顺序和图3的电路开始实验，不知道会发生什么。
90.图6（a）和图6（b）示出了当对于重负载（图6a）和小负载（图6b）使用开关顺序“1/0l/-1/0h”时，图3的谐振电路上的电感器电流和电压的示例性波形。在该仿真中，桥包含四个相同的开关（输出电容cx =输出电容cy）。或者换句话说，图6（a）和图6（b）示出了当对逆变器输入电压vrect = 440 vdc和高负载（图6a）以及高负载的10%的小负载（图6b）应用“三电平操作模式”时，对称桥配置（即，具有四个相同的开关）的仿真结果。
91.可以看出，在vx-vy波形的上升沿上有一个“延迟（hick-up）”，但在下降沿上没有。这些实验已经示出，驱动方案“1/0l/-1/0h”导致第一逆变器支路hbx的零电压开关（zvs），但不导致第二支路hby的零电压开关，这示出了不期望的硬开关。类似地，驱动方案“1/0h/-1/0l”会导致第二支路hby的零电压开关（zvs），但不导致第一支路hbx的零电压开关，这会示出硬开关。因此，发明人发现，不是在高负载情况（100%）或在小负载情况（10%）下，没有实现零电压开关（zvs）条件，但是代替地，功率转换器电路经历了额外的损耗（开关损耗）和高频共模emi噪声，这两者都是不期望的。
92.发明人想到了通过对第一和第二支路使用不同类型或尺寸的开关来使用不对称桥的想法。重要的是第一支路的开关的输出电容cx不同于第二支路的开关的输出电容cy。有效电容通常取决于晶体管技术（例如硅超结或gan增强模式hemt）和管芯面积。
93.他们决定使用具有第一输出电容cx的第一类型的开关sx1和sx2，并使用具有不同于cx的第二输出电容cy的第二类型的开关sy1和sy2。为了便于描述，假设第二输出电容cy小于第一输出电容cx，除非以其他方式明确提到（例如图9）。
94.优选地，cy和cx的比率是在从1/4到3/4（即从大约0.25到大约0.75）的范围内的值，或者是在从1/3到2/3（因此从大约0.33到大约0.66）的范围内的值，例如等于大约1/2（即等于大约0.5）的值。
95.发明人进一步发现，并不是任何占空比都会产生好的结果。事实上，“三电平操作”可能已经导致零电压开关（zvs）在中等相移角（dc2的值）下的损耗，这将导致不可接受的损耗和共模干扰。进一步的实验示出，当施加随输入电压vin增加的相移ps（或dc2的值）时，这些损耗可以降低。
96.更具体地，发明人发现：-为了在pfc应用中最好地利用llc的功率链，全桥将在低瞬时输入电压下以2电平驱动方案工作，并且在vrect值高于阈值时以3电平方案工作；-零状态“0”的相对持续时间可以从0
°
变化到90
°
（假设360
°
对应于整个开关周期t）。llc的pfc操作导致开关频率特性往往与瞬时干线电压（vrect）成比例。相移操作提供了控制转换器的第二操纵变量，即除了例如开关频率之外的相移角（其可以被明确地或隐含地控制）；-相移角可以以前馈方式控制。
97.基于这些见解，本发明提出了一种功率转换器300，其包括不对称桥、和llc谐振电路、和控制器301，其中控制器适于测量输入电压vin（以及可选地还有输出电压vout），并且
适于在输入电压vin小于预定义电压vth的情况下应用仅具有“两个电平”的方案（例如，方案“1/-1”，对应于阶段、），并且适于在输入电压高于所述预定义电压vth的情况下应用上述“三电平操作”（例如，方案“1/0l/-1/0h”或方案“1/0h/-1/0l”，对应于阶段、、、或、、、）。
98.因此，在本发明的优选实施例中，控制电路301测量输入电压vin，并且-如果测量的输入电压vin小于预定义的阈值电压vth，则控制电路301应用两电平驱动方案（例如顺序“1/-1”），其中激励阶段、中的每一个具有大约50%的占空比；-如果测量的输入电压vin高于预定义的电压电平vth，则控制电路301应用上述三电平驱动方案之一（“1/0l/-1/0h”或“1/0h/-1/0l”）。
99.在优选实施例中，第二占空比dc2（这里也称为“相移”）随着输入电压vin的幅度单调增加。在数字电路中，这可以例如根据多项式函数（例如具有预定义系数的一阶多项式、或二阶多项式、或三阶多项式），或者使用分段线性近似（未示出）来实现。这些曲线或系数可以是硬编码的，或者可以存储在控制电路的非易失性存储器中。但是期望的前馈功能也可以由模拟电路实现。
100.替代地，不是使相移角ps依赖于输入电压“vin”，而是相移角ps可以作为开关频率的函数而变化，这将具有类似的结果。但是其中对于增加输入电压“vin”而增加相移的其他控制配置也将起作用。
101.在特定实施例中，对于大于阈值电平vth的电压，第二占空比dc2或“相移”随着输入电压vin线性增加，如图7所示。这可以在数学上表示为：其中，vth是预定义的电压电平，并且a是预定义的常数。vth和a的值可以在设计期间或者通过仿真来确定，并且可以存储在控制电路301的非易失性存储器中（例如，在eeprom或闪存中），或者通过模拟电路（未示出）来存储。
102.取决于输入电压vin选择性地使用“相移模式”和“三电平模式”来操作非对称全桥的优点在于，它实现了零电压开关操作，从而实现了具有降低的开关损耗和降低的emi干扰的功率转换。
103.这是另外的优点，因为它允许谐振回路元件（例如，电感lp和电容cr）可以被设计用于更低的总电压摆动，导致更小的部件或更少的功率损耗，因为需要更少的无功电流。
104.在另一个实施例（未示出）中，开关频率被动态更新，例如基于测量的输入电压和输出电压，例如以使得输出电压电平基本上等于预定义值（例如等于大约75v）的方式。在这种情况下，第二占空比可以被控制为开关频率的函数，例如使用如图7所示的类似曲线，但是水平轴将指示频率而不是输入电压。因此，如果动态频率小于预定义频率值，则dc2的值被设置为零，并且如果动态频率大于所述预定义频率值，则dc2的值将随着动态频率单调（例如线性）增加。这可以在数学上表示为：其中，fdyn是动态确定的频率，f0是预定义的频率，并且a是预定义的常数。f0和a
的值可以在设计期间或者通过仿真来确定，并且可以存储在控制电路301的非易失性存储器中（例如，在eeprom或闪存中），或者通过模拟电路（未示出）来存储。可以获得与上述相同的优点。
105.动态频率可以以已知的方式确定。为了完整起见，下面简要描述一种这样的算法。确定动态频率的方法可以从预定义频率值开始，并重复执行以下步骤：（i）测量输出电压，（ii）将输出电压与设定的输出值（例如75v的预定义值）进行比较，以及（iii）如果测量的输出电压高于设定值，则以预定义量或以预定义因子增加动态频率；并且如果测量的输出电压低于设定值，则以预定义量或预定义因子降低动态频率。当然，这个基本算法的许多变体是可能的。
106.在下文中，再次假设开关频率是固定的，并且如图7所示确定占空比。
107.图8（a）和图8（b）示出了当对于重负载（图8a）和小负载（图8b）使用开关顺序“1/0l/-1/0h”时，图3的谐振电路上的电感器电流和电压的示例性波形。在这个仿真中，桥是不对称的，其中cy=cx/2。可以看出，在这种情况下，电压波形的上升沿或下降沿也没有延迟或没有显著的延迟，因此两个逆变器支路都示出零电压开关（zvs）。降低了开关损耗，从而提高了功率效率。振铃更少，因此emi干扰更少。
108.已经发现，如果以这样的方式驱动开关，使得第一次换向发生在具有大开关节点电容的逆变器支路处，则在扩展的相移角上实现了零电压开关（zvs），而不损害rdson损耗。
109.图9示出了在驱动方案“1/0l/-1/0h”被应用到不对称全桥逆变器的情况下会发生什么，其中支路hby的开关比支路hbx的开关具有更高的电容。在图9的示例中，cx=cy/2，并且负载与图8（b）的小负载相同。可以看出，在这种情况下，逆变器通过首先用小晶体管切换支路hbx换向到零状态，导致半桥hby的明显硬开关。
110.虽然没有明确示出，但是如果将另一种驱动方案“1/0h/-1/0l”应用于该不对称桥，则将获得与图8（b）所示相同的结果，从而将实现零电压开关（zvs）。
111.基于以上所述，技术人员可以容易地找到合适的开关集合，例如通过仿真或通过试错法。一般而言，对于开关器件的选择，期望较低的rdson，然而，这伴随着管芯尺寸的增加以及因此电容（和成本）的增加。另一方面，输出电容（coss）应当足够低，以实现所有工作条件下的zvs。开关可以例如是mosfet开关或gan晶体管，但是本发明不限于此。
112.虽然本发明是针对llc类型的谐振转换器来解释的，但是本发明的原理也可以应用于其他谐振转换器，例如lcc。
113.虽然主要针对作为输入电压“vin”的函数而变化的相移角ps来解释本发明，但是也有可能随着开关频率来改变相移角ps。毕竟，由于llc转换器的pfc（功率因数转换）操作，其开关频率随着输入电压（vrect）而增加。换句话说，输入电压“vin”和开关频率中的任何一个都可以用来管理相移角ps。
114.在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。在相互不同的从属权利要求中引用某些措施的纯粹事实不表示这些措施的组合不能被有利地使用。权利要求中的任何附图标记不应被解释为限制其范围。