能量收集系统

1.本发明的一个方面涉及一种能量收集系统，它可以从环境功率源中提取并储存功率。该能量收集系统可用于例如构成所谓的物联网基础设施的一部分的装置中，该装置具有无线功率传输。这可以使这样的装置在没有电池的情况下运行。本发明的其他方面涉及一种包括无线供电装置的无线系统，以及一种能量收集方法，该无线供电装置包括能量收集系统。


背景技术：

2.环境能量基本上以例如电磁辐射、光、热、风、振动和其他类型的机械能的形式存在于任何地方。能量收集系统可以从这些环境功率源中提取功率。这种能量收集系统通常包括将一种或多种上述类型的环境能量转换成电能的换能器。然后，已经收集的电能可以被存储并用于为一个或多个电路供电。通常，换能器构成功率提取电路的一部分，该功率提取电路对换能器提供的电功率信号进行调节，以获得适合存储和供电的电功率信号。
3.专利公开us9197143描述了一种装置，该装置包括多个能量收集电路、能量存储装置、第一二极管和第二二极管。多个能量收集电路包括第一能量收集电路和第二能量收集电路。第一能量收集电路包括第一换能器并且第二能量收集电路包括第二换能器。第一换能器被构造成用于将与第二换能器不同种类的能量转换成电。第一二极管电连接于第一能量收集电路与能量储存装置之间且第二二极管电连接于第二能量收集电路与能量储存装置之间。第一二极管被定向为防止来自第二能量收集电路的能量在第一能量收集电路中耗散，并且第二二极管被定向为防止来自第一能量收集电路的能量在第二能量收集电路中耗散。


技术实现要素：

4.需要一种改进的能量收集系统，其允许相对高的能量收集效率，特别是当从易于提供波动的功率水平的环境功率源中提取功率时。
5.本发明考虑了以下因素。环境功率源可以提供波动的功率水平。例如，在环境功率源为电磁辐射形式的情况下，该辐射的强度可能会波动。可能存在电磁辐射相对较强的时间间隔和电磁辐射相对较弱的其他时间间隔。作为另一个示例，在环境功率源具有机械性质的情况下，例如振动，机械力的强度可能会波动。可能存在振动相对较强的时间间隔和振动相对较弱的其他时间间隔。
6.在上述条件下，能量收集系统的功率提取电路因此可以在某些时间间隔内从环境功率源中提取相对较高水平的电功率，而在其他时间间隔内提取相对较低水平的电功率。因此，能量收集系统中的电功率存储装置将从功率提取电路接收波动水平的电功率。因此可能发生功率提取电路提供的电功率水平不足以为电功率存储装置充电。在这种情况下，存储的电功率可能通过功率提取电路从电功率存储装置中泄漏出去。即，不是电功率从功率提取电路流入电功率存储装置，而是电功率从电功率存储装置流入功率提取电路，这是
构成存储的电功率损失的泄漏。
7.根据权利要求1中定义的本发明的一个方面，提供了一种能量收集系统，包括：
8.功率提取电路，适用于从易于提供波动的功率水平的环境功率源中提取电功率；和
9.电功率存储装置，适用于存储由所述功率提取电路从所述环境功率源中提取的电功率，
10.其中，所述功率提取电路包括：
11.感测电路，适用于提供所述功率提取电路能够从所述环境功率源中提取的功率水平的指示；和
12.受控开关电路，适用于当所述指示表明所述功率提取电路能够从所述环境功率源中提取的功率水平不足以使所述功率提取电路为所述电功率存储装置充电时，将所述功率提取电路与所述电功率存储装置电解耦。这意味着当所述指示表明所述功率提取电路能够从所述环境功率源中提取的功率水平足以使所述功率提取电路为所述电功率存储装置充电时，所述受控开关电路能够将所述功率提取电路与所述电功率存储装置电耦合。
13.因此，在根据本发明的能量收集系统中，在由于从环境功率源中能够提取的功率水平太低而不能对电功率存储装置充电的情况下，功率提取电路与电功率存储装置电解耦。将功率提取电路与电功率存储装置电解耦意味着这两个实体彼此电隔离。因此，这防止所存储的电功率通过功率提取电路从电功率存储装置泄漏，否则就会出现前面所解释的泄漏。由于防止了泄漏，从而防止了所收集能量的损失，因此可以实现更高的能量收集效率。
14.根据如权利要求14所定义的本发明的另一方面，提供了一种无线系统，包括：
15.功率发射装置，适用于无线发射具有高峰均功率比的功率信号；
16.无线供电装置，包括如前定义的能量收集系统，其中功率提取电路包括适用于从环境射频功率中提取电功率的天线。
17.为了说明的目的，参考附图详细描述了本发明的一些实施例。在本说明书中，将呈现附加特征，其中一些在从属权利要求中定义，并且优点将显而易见。
附图说明
18.图1是包括无线供电装置的无线系统的框图。
19.图2是无线供电装置中能量收集系统的基本实施方式的框图。
20.图3是无线系统中可能发射的射频功率信号的波形图。
21.图4是能量收集系统的改进实施方式的框图。
22.图5是能量收集系统的改进实施方式的混合框图和电路图。
23.图6a是能量收集系统的改进实施方式中的比较器电路的电路图。
24.图6b是比较器电路中各种信号的时序图。
25.图7是曲线图，其中功率收集效率被绘制为不同功率收集系统的入射射频功率的函数。
26.图8是曲线图，其中功率提取电路的输出电压被绘制为不同功率收集系统的入射射频功率的函数。
27.图9是能量收集系统的扩展改进实施方式的框图。
具体实施方式
28.图1示意性地示出了无线系统100。图1提供了无线系统100的框图。无线系统100包括功率发射装置101和无线供电装置102。无线系统100例如可以构成具有无线功率传输的所谓物联网基础设施。因此，无线系统100可以包括一个或多个另外的无线供电装置，为了简单和方便起见，这些装置未在图1中表示。为了说明起见，图1中所示的无线供电装置102构成了智能低功率传感器，尽管这样的装置在另一个实施例中可以具有不同的功能。
29.更详细地，智能低功率传感器102包括能量收集系统103和感测系统104。感测系统104可以包括传感器装置105、传感器接口106、处理和控制电路107以及传输电路108。传输电路108例如可以是蓝牙低能耗类型。
30.无线系统100可以基本上如下操作。功率发射装置101向智能低功率传感器102发射射频功率信号109。为此，功率发射装置101可以包括天线阵列和波束形成电路。射频功率信号109可以位于用于工业、科学和医学目的的免许可频带中，例如2.45ghz频带。除了功率之外，射频功率信号109还可以向智能低功率传感器102传送信息。
31.射频功率信号109是智能低功率传感器102的环境功率源；环境射频功率可在智能低功率传感器102处获得。智能低功率传感器102中的能量收集系统103从该环境射频功率中提取电功率并存储该提取的电功率。能量收集系统103可以基于该提取和存储的电功率产生电源电压。感测系统104接收该电源电压并且可以完全基于该电源电压操作。由于环境射频功率和能量收集系统103，因此智能低功率传感器102可以无电池操作。
32.图2示意性地示出了智能低功率传感器102中的能量收集系统103的基本实施方式200。图2提供了该基本实施方式200的框图，为了方便起见，下文将其称为基本能量收集系统200。基本能量收集系统200包括天线201、阻抗匹配电路202、整流器电路203和功率管理电路204，功率管理电路204包括电功率存储装置205。天线201、阻抗匹配电路202和整流器电路203共同构成功率提取电路206。功率管理电路204可以基于例如e-peas半导体公司提出的型号为aem30940的集成功率管理电路。
33.基本能量收集系统200基本上操作如下。天线201吸收一部分环境射频功率。阻抗匹配电路202旨在使环境射频功率被吸收的部分尽可能大。阻抗匹配电路202还旨在将环境射频功率中被吸收的部分尽可能多地转移到整流器电路203。整流器电路203接收环境射频功率的减少部分并将其转换为直流功率。功率管理电路204接收并存储该直流功率。功率管理电路204还根据接收和存储的直流功率产生上述供电电压。
34.如果环境射频功率相对较低，则基本能量收集系统200具有相对较低的功率收集效率。据观察，如果环境射频功率低于-10dbm，功率收集效率可能会显著降低，dbm是用于指示以分贝(db)表示的功率比的电平单位，参考一毫瓦(mw)。这种功率收集效率问题主要是由于以下原因。
35.环境射频功率越低，整流器电路203输入的射频信号电压越小，从而导致整流器电路203的等效输入电阻越大。例如，据观察，当环境射频功率从+5dbm下降到-20dbm时，等效输入电阻可能从0.1kω指数式增加到1mω。
36.整流器电路203的等效输入电阻越大，阻抗匹配电路202需要匹配的阻抗差就越大。在整流器电路203的等效输入电阻相对较高的情况下，阻抗匹配电路202可能无法提供足够的匹配，或者可能引起相对显著的损耗，或者两者兼而有之。这使得只有相对小部分的
环境射频功率到达整流器电路203，因此提取的直流功率相对较低。由于可能存在于例如印刷电路板和装置封装上的寄生阻抗，与阻抗匹配相关的这个问题在相对较高的频率下(例如2.45ghz)加剧。
37.与功率收集效率问题相关的要考虑的约束涉及最大辐射功率的法规。这些法规通常称为eirp法规，其中eirp是等效或有效各向同性辐射功率的首字母缩写词。图1所示的无线系统100中的功率发射装置101应符合适用的eirp法规，这意味着射频功率信号109不应超过该法规定义的最大辐射功率。因此，在功率发射装置101辐射最大辐射功率的情况下，智能低功率传感器102仍然可以在距该装置的最大距离处工作。能量收集系统103的能量收集效率越高，最大距离越大。
38.鉴于由eirp法规设置的约束，功率收集效率问题的可能解决方案在于射频功率信号109具有高峰均功率比。也就是说，射频功率信号109可以被赋予非恒定包络波形，该波形包括与发射功率相对低的相对长周期交错的相对短的高功率突发。这样的波形可以通过组合多个音调(tones)来合成，例如64个bpsk调制音调，其中bpsk是二进制相移键控的首字母缩写词。更具体地，可以从对64大小的沃尔什-阿达马编码(walsh-hadamard code)的64点快速傅里叶逆变换(ifft)生成波形。
39.图3示意性地示出了可以由图1所示无线系统100中的功率发射装置101发射的射频功率信号109的示例。图3提供了射频功率信号109的波形图。射频功率信号109包括相对较短的功率突发301，其可以例如每21μs周期性地出现。即，相对短的功率突发301可以具有21μs的周期302。功率突发301可以具有0.65微秒的持续时间303。发射功率相对较低的两个连续的功率突发301之间的时间间隔可以具有20.35μs的持续时间304。射频功率信号109可以具有18.24db的峰均功率比305。
40.如图3所示，与射频功率信号109具有恒定包络306，意味着0db的峰均功率比的实施方式相比，当射频功率信号109具有相对高的峰均功率比305时，能量收集系统103可以具有更高的功率收集效率。即，整流器电路203的等效输入电阻在图3所示的射频功率信号109中的功率突发301期间将相对较低。这允许阻抗匹配电路202提供令人满意的阻抗匹配，或减少其功率损耗，或两者兼而有之，如前所述，这有助于功率收集效率。
41.然而，如图3所示，如果射频功率信号109具有相对较高的峰均功率比305，可能会出现不利于图2所示的基本能量收集系统200的功率收集效率的现象。在发射功率相对较低的时间间隔304期间，整流器电路203处的输入射频信号电压相对较小，而整流器电路203的输出节点处可能存在相对较大的直流电压。在这种情况下，可能会出现从整流器电路203的输出节点到信号地的泄漏电流。该泄漏电流来自从功率突发301提取的直流功率。特别是当射频功率信号109的峰均功率比305相对高时，泄漏电流可能相对显著。因此，虽然相对高的峰均功率比305可能有助于功率收集效率，但这也可能引起电流泄漏问题，这对功率收集效率是不利的。
42.解决电流泄漏问题的方法可以包括在整流器电路203和电功率存储装置205之间插入二极管，以防止漏电电流从电功率存储装置205流向信号地。然而，这种二极管具有相对较大的正向导通电阻，会导致功率损耗，这也不利于功率收集效率，尽管可能比泄漏电流的程度更小。可以通过降低导通电阻来减轻功率损耗，这实际上意味着增加二极管的尺寸，或者选择特定的分立二极管，这对成本和紧凑性不利。增加二极管的尺寸以降低其正向导
通电阻会引起相对较大的反向漏电流，这也不利于功率收集效率。
43.图4示意性地示出了能量收集系统103的改进实施方式400。图4提供了能量收集系统103的改进实施方式400的框图，为了方便起见，下文将其称为改进的能量收集系统400。改进的能量收集系统400包括也存在于图2所示基本能量收集系统200中的各种实体：天线401、阻抗匹配电路402、整流器电路403，它们共同构成功率提取电路404。改进的收集系统还包括功率管理电路405，其包括电功率存储装置406。功率管理电路405可以基于例如e-peas半导体公司提出的型号为aem30940的集成能量管理电路。电功率存储装置406可以包括例如电容器。
44.此外，改进的能量收集系统400包括感测电路407和受控开关电路408。在该实施例中，感测电路407经耦合以接收存在于整流器电路403处的输入射频信号电压。受控开关电路408可以耦合在整流器电路403的输出节点和电功率存储装置406之间，电功率存储装置406被包括在功率管理电路405中。
45.改进的能量收集系统400基本上操作如下。感测电路407提供功率提取电路404当前能够从环境功率源中提取的功率水平的指示409。当指示409表明功率提取电路404能够从环境功率源提取的功率水平不足以使功率提取电路408为电功率存储装置406充电时，受控开关电路408将功率提取电路406与电功率存储装置406电解耦。参考图3，后一种情况发生在发射的射频功率相对较低的两个连续的功率突发301之间的时间间隔304中。由于电功率存储装置406在这些时间间隔内与整流器电路403解耦，因此上述泄露电流显著降低。
46.此外，受控开关电路408可具有低于二极管的典型导通电阻的导通电阻，这是如上文所解释的防止泄漏电流的另一种解决方案。由于受控开关电路408的导通电阻可以相对较低，因此当指示409表明功率提取电路404能够从环境功率源中提取的功率水平足以使功率提取电路406为电功率存储装置406充电时，在闭合开关模式期间将有较少的正向功率损失。此外，受控开关电路408可具有比二极管的典型关断电阻更高的关断电阻。由于受控开关电路408的关断电阻可以相对较高，因此当指示409表明功率提取电路404能够从环境功率源中提取的功率水平不足以使功率提取电路406为电功率存储装置406充电时，在开路开关模式期间将存在较少的反向泄漏损失。这些使得改进的能量收集系统400与基本能量收集系统200相比，以及与后者增加了防漏电二极管的系统相比，可以具有较高的能量收集效率。
47.图5示意性地示出了上文参考图4提出的改进的能量收集系统400的实施例。图5提供了该实施例的混合框图和电路图，为了方便起见，它也将被称为改进的能量收集系统400。改进的能量收集系统400可以被设计用于2.45ghz的环境射频功率，该环境射频功率由例如图3所示的发射射频功率信号109产生，该发射射频功率信号109在图1所示的功率发射装置101中产生。
48.在该实施例中，天线401包括用于将单端天线信号转换成差分天线信号的所谓平衡-不平衡转换器电路501。然而，在另一实施例中，天线401可以是没有平衡-不平衡转换器电路的差分天线。如图5所示，阻抗匹配电路402包括输入电容器502、输出电容器503和耦合在上述电容器之间的一对电感器504、505。输入电容器502可以具有例如2pf(皮法)的电容。输出电容器503可以具有例如0.45pf的电容。封装和接合线的寄生电容可以形成输出电容器503。一对电感器504、505可以具有7nh(纳亨)的总电感，每个电感器具有3.5nh的电感。
49.在本实施例中，整流器电路403是所谓的交叉耦合整流器电路403，其具有动态阈值电压补偿能力。因此，本实施例中的整流器电路403在下文中将被称为交叉耦合整流器电路403。交叉耦合整流器电路403具有相对低的等效输出电阻，这可能导致上文提到的泄漏电流相对大。然而，如上所述，通过由感测电路407和受控开关电路408提供的智能选通解决方案，在改进的能量收集系统400中防止了泄漏电流问题。
50.交叉耦合整流器电路403包括两个nmos晶体管506、507和两个pmos晶体管508、509，它们被耦合以作为二极管操作。nmos晶体管506、507可以具有例如24μm的栅极宽度和60nm的栅极长度。pmos晶体管508、509可以具有例如48μm的栅极宽度和60nm的栅极长度。交叉耦合整流器电路403还包括在输出节点处的纹波滤波电容器510。
51.在该实施例中，感测电路407是整流器电路的按比例缩小复制品407的形式。因此，本实施例中的感测电路407在下文中将被称为整流器电路的按比例缩小复制品407。整流器电路的按比例缩小复制品407越小，该电路407将消耗的功率越小，这通常是期望的。即，可能需要大的缩小因子，例如两个数量级的缩小。最大可实现的缩小因子可以由设置最小晶体管宽度的制造工艺特性来确定。
52.整流器电路的按比例缩小复制品407因此还包括两个nmos晶体管511、512和两个pmos晶体管513、514，它们也被耦合以作为二极管操作。按比例缩小复制品中的两个nmos晶体管511、512和两个pmos晶体管513、514明显小于交叉耦合整流器电路403中的两个nmos晶体管506、507和两个pmos晶体管508、509。按比例缩小复制品中的nmos晶体管511、512可以具有例如0.4μm的栅极宽度和60nm的栅极长度。这对应于相对于交叉耦合整流器电路403中的nmos晶体管506、507的大约1:60的尺寸比。pmos晶体管513、514可以具有例如0.8μm的栅极宽度和60nm的栅极长度。这也对应于相对于交叉耦合整流器电路403中的pmos晶体管508、509的大约1:60的尺寸比。因此，在该示例中应用了大约60的缩小因子。
53.整流器电路的按比例缩小复制品407还包括在输出节点处的纹波滤波电容器515，其是交叉耦合整流器电路403中的纹波滤波电容器510的按比例缩小复制品。相同的缩放因子可以应用于这个按比例缩小的纹波滤波电容器515。因此，按比例缩小纹波滤波电容器515可以具有比在交叉耦合整流器电路403的输出节点处的纹波滤波电容器510的电容小大约60倍的电容。
54.在该实施例中，受控开关电路408包括比较器电路516、缓冲器517和pmos晶体管518，pmos晶体管作为交叉耦合整流器电路403和功率管理电路405中的电功率存储装置406之间的开关操作。在本实施例中，电功率存储装置406是电容器的形式。为了方便起见，作为开关操作的pmos晶体管518在下文中将被称为pmos开关518。pmos开关518可以具有比交叉耦合整流器电路403中的pmos晶体管508、509大两倍的尺寸。这有助于pmos开关518具有相对低的正向导通电阻，从而有助于功率收集效率。当改进的能量收集系统400必须启动时，pmos开关518进一步提供了优势。即在启动时，pmos开关默认处于闭合状态，因为其栅极电压处于低电平，例如0v。
55.在本实施例中，功率管理电路405还包括最大功率点跟踪电路523和dc/dc转换器电路524，其中dc是直流电的缩写。最大功率点追踪电路523调节电功率存储装置406上的电压，以提高功率提取效率。dc/dc转换器电路为图1所示的感测系统104生成稳定的dc电源电压525，而不管电功率存储装置406上的电压变化。最大功率点跟踪电路523和dc/dc转换器
电路524可以基于例如由e-peas半导体公司提出的型号为aem30940的集成功率管理电路。
56.图5所示的改进的能量收集系统400基本上如下操作。当pmos开关518处于断开状态时，整流器电路的按比例缩小复制品407提供代表交叉耦合整流器电路403的输出电压520的输出电压519。也就是说，在没有负载耦合到交叉耦合整流器电路的输出节点的情况下，整流器电路的按比例缩小复制品407的输出电压519表示交叉耦合整流器电路403的输出电压520。整流器电路的按比例缩小复制品407的输出电压在下文中将被称为感测电压519。在该实施例中，感测电压519因此可以构成上文提到的关于图4所示的改进的能量收集系统400的指示409。
57.在感测电压519高于功率管理电路405中的电功率存储装置406上存在的电压的情况下，功率提取电路404可能能够对电功率存储装置406进行充电。这通常是在图3所示的射频功率信号109中的功率突发301期间的情况。在这种情况下，pmos开关518可以设置在闭合状态，从而在交叉耦合整流器电路403和功率管理电路405之间提供低电阻路径。
58.相反，在感测电压519低于电功率存储装置406上存在的电压的情况下，功率提取电路404可能不能对电功率存储装置406进行充电。这通常是在图3所示的射频功率信号109中的功率突发301之间的时间间隔304中的情况。在那种情况下，可能会出现上文描述的电流泄漏问题：相对显著的泄漏电流可能从电功率存储装置406流到信号地，这构成了所收集能量的损失。在那种情况下，pmos开关518可以设置在断开状态以防止这种损失，或者至少减轻这种损失。
59.比较器电路516将感测电压519与施加在电功率存储装置406上的非反相输入521上的电压进行比较。在感测电压519较高的情况下，比较器电路516使缓冲器517向pmos开关518的栅极施加接近信号地的相对低的电压。这将pmos设置为闭合状态，允许功率提取电路404对电功率存储装置406进行充电。相反，在感测电压519低于电功率存储装置406上存在的电压的情况下，比较器电路516使缓冲器517向pmos开关518的栅极施加接近电源电压电平522的相对高的电压。这将pmos设置为断开状态，从而解决电流泄漏问题。比较器电路516的电源电压522可以是电功率存储装置406上的电压，或功率管理电路405产生的输出电压525。
60.在实践中，比较器电路516将呈现上升沿和下降沿延迟以及电压信号传播延迟，其对应于用于将pmos开关518从闭合状态切换到断开状态的延迟，反之亦然。这些延迟可能会影响功率收集效率。在用于将pmos开关518从闭合状态切换到断开状态的延迟期间可能发生泄漏电流。在用于将pmos开关518从断开状态切换到闭合状态的延迟期间，收获的功率可能会被丢失。
61.图6a示意性地示出了图5所示的改进的能量收集系统400中的比较器电路516的实施例。图6a提供了本实施例的电路图，为了方便起见，在下文中将其称为比较器电路516。比较器电路516包括差分晶体管对601，其提供反相输入和非反相输入。为了使上述用于切换pmos开关518的延迟相对较低，差分晶体管对601可以包括具有例如0.2μm长度的相对窄的低阈值电压mos晶体管。
62.通常可以通过增加差分晶体管对的偏置电流来减少所涉及的延迟。然而，这是以比较器电路516消耗更多功率为代价的，这不利于功率收集效率。因此，要在偏置电流方面做出折衷。使用几十纳安(na)的偏置电流可以实现令人满意的折衷，例如30na。可以从β乘
法器参考电路或带隙参考电路产生偏置电流602。偏置电流602通过电流镜像电路614镜像到不同的电路分支。
63.更详细地说，比较器电路516包括构成差分晶体管对601的开关603、开关604、晶体管605和晶体管606，晶体管607和晶体管608耦合到由晶体管609和晶体管610形成的电流镜、电路线611、延迟电路612，随后是提供电压信号613的缓冲器。开关603可以是例如pmos晶体管的形式。开关604可以是例如nmos晶体管的形式。电压信号613可以施加到pmos晶体管603的栅极和nmos晶体管604的栅极。延迟电路612可以包括例如电阻器和电容器。
64.图6b示意性地示出了比较器电路516中的信号，其在时间图中示意性地表示。时间图具有表示时间t的水平轴和表示信号电平l的垂直轴。时间图被划分为表示各个信号的各个水平部分。
65.图6a所示的比较器电路516基本上如下操作，由此参考图6b所示的其中的信号。当电压信号613在图3所示的射频功率信号109中的功率突发301之间的时间间隔304期间处于高电平时，开关604将晶体管608短接至晶体管610，并且开关603将晶体管607与晶体管609解耦。结果，比较器电路516具有比晶体管606的栅极上的电压信号615更低的阈值电压618，该电压信号615可以是电功率存储装置406上的电压。当晶体管605的栅极处的电压信号616，即图5中所示的电压519，升高超过阈值电压618时，比较器电路516的电路线611处的作为缓冲器的输入电压的电压信号619从高电平变为低电平。在由比较器516和缓冲器的有限瞬态响应引入的时间延迟621之后，pmos开关518在其栅极电压信号620从高电平变为低电平时闭合。
66.在延迟电路612引入时间延迟后，电压信号613由高电平变为低电平。延迟电路612确保比较器阈值电压变化的稳定性。当电压信号613处于低电平时，开关604将晶体管608与晶体管610解耦并且开关603将晶体管607短接到晶体管609。比较器具有比晶体管606的栅极上的电压信号615更高的阈值电压617，该电压信号615可以是电功率存储装置406上的电压。当晶体管605的栅极处的电压信号616，即图5中所示的电压519，下降超过阈值电压617时，该比较器电路516的电路线611处的电压信号619从低电平变为高电平。在由比较器516和缓冲器的有限瞬态响应引入的时间延迟622之后，栅极电压信号620从低电平变为高电平并断开pmos开关518。
67.比较器电路516因此表现出延迟滞后，该延迟滞后允许将处于低电平的电压信号620的持续时间与高于电压615的电压616的持续时间对齐。因此，比较器电路516可以补偿上文所述的延迟，或者至少减轻这些延迟。因此，可以实现pmos开关的控制中的适当定时，其与图3所示的射频功率信号109中的功率突发301相匹配。
68.图7示出了不同功率收集系统的功率收集效率和入射射频功率之间的关系。图7提供了具有表示以dbm表示的平均入射射频功率的水平轴的曲线图700。纵轴表示功率收集效率，表示为能够有效收集的平均入射射频功率的百分比(％)。曲线图700包括三个曲线701-703。
69.带有圆圈标记点的第一曲线701示出了在图5所示的改进的能量收集系统400接收如图3所示的具有18.24db的峰均功率比305的非恒定包络波形的情况下，功率收集效率与平均入射射频功率之间的关系。具有三角形标记点的第二曲线702示出了在图2所示的基本能量收集系统200接收相同的非恒定包络波形的情况下，功率收集效率和平均入射射频功
率之间的关系。具有方形标记点的第三曲线703示出了在图2所示的基本能量采集系统200接收恒定包络波形，因此具有0db的峰均功率比的情况下，功率采集效率与平均入射射频功率之间的关系。
70.图7示出了当平均入射射频功率相对低，小于-10dbm时，图5所示的改进的能量收集系统400的能量收集效率相对较高。即，代表改进的能量收集系统400的能量收集效率的曲线701远远高于曲线702，曲线702代表基本能量收集系统200接收具有相同峰均功率比的相同非恒定包络波形的能量收集效率。这主要是由于如前所述的由感测电路407和受控开关电路408提供的改进的能量收集系统400中的智能选通解决方案。该解决方案解决了基本能量收集系统200中的泄露电流问题，该泄露电流问题不利于功率收集效率。
71.图7进一步示出了，当平均入射射频功率相对较低，小于-10dbm时，通过使用具有相对较高峰均功率比的非恒定包络波形来代替使用恒定包络波形，可以提高功率收集效率。即，表示在使用具有相对高的峰均功率比的非恒定包络波形的情况下的功率收集效率的曲线701和702都高于曲线703，曲线703表示在使用恒定包络波形情况下的能量收集效率。如前所述，这主要是由于当入射射频功率相对较低而使整流输入阻抗相对较高时发生的阻抗匹配和功率损耗问题。
72.图8示出了不同功率收集系统的功率提取电路的输出电压与入射射频功率之间的关系。图8提供了具有表示以dbm表示的平均入射射频功率的水平轴的曲线图800。纵轴表示功率提取电路的输出电压(v)，功率管理电路可以将其作为输入电压接收。输出电压是在功率提取电路无负载开路时测量的。曲线图800包括三个曲线801-803。
73.带有圆圈标记点的第一曲线801示出了在图5所示的改进的能量收集系统400接收如图3所示的具有18.24db的峰均功率比305的非恒定包络波形的情况下，该系统的功率提取电路的输出电压与平均入射射频功率之间的关系。具有三角形标记点的第二曲线802示出了在图2所示的基本能量收集系统200接收相同的非恒定包络波形的情况下，该系统的功率提取电路的输出电压与平均入射射频功率之间的关系。具有方形标记点的第三曲线803示出了在图2所示的基本能量收集系统200接收恒定包络波形，因此具有0db的峰均功率比的情况下，该系统的功率提取电路的输出电压与平均入射射频功率之间的关系。
74.图8示出了当平均入射射频功率相对较低，小于-10dbm时，图5所示的改进的能量收集系统400的功率提取电路的输出电压相对较高。即，代表改进的能量收集系统400的功率提取电路的输出电压的曲线901远远高于曲线902，曲线902表示接收具有相同峰均功率比的相同非恒定包络波形的基本能量收集系统200的功率提取电路的输出电压。这主要是由于如前所述的由感测电路407和受控开关电路408提供的改进的能量收集系统400中的智能选通解决方案。该解决方案防止了基本能量收集系统200中的泄漏电流问题，该泄漏电流问题不利于功率提取电路的输出电压。
75.图8进一步示出了，当平均入射射频功率相对较低，小于-10dbm时，通过使用具有相对较高的峰均功率比的非恒定包络波形来代替使用恒定包络波形，可以改善功率提取电路的输出电压。即，表示在使用具有相对高的峰均功率比的非恒定包络波形的情况下的功率提取电路的输出电压的曲线801和802，都高于曲线803，曲线803表示在使用恒定包络波形时的功率提取电路的输出电压。如前所述，这主要是由于当入射射频功率相对较低时发生的阻抗匹配及其功率损耗问题，使得整流输入阻抗相对较高。
76.功率提取电路的输出电压越高，功率管理电路越容易启动，并且功率管理电路效率越高，尤其是功率转换效率。因此，图8还示出了图5所示的改进的能量收集系统400优于前述的其他能量收集技术。
77.图9示意性地示出了能量收集系统103的扩展的改进实施方式800。图9提供了该扩展的改进的实施方式900的框图，为了方便起见，下文中将其称为扩展的改进能量收集系统900。扩展的改进的能量收集系统900包括耦合到电功率存储装置904的多个功率提取电路901-903。在图9中，为了简单和方便起见，示出了三个功率提取电路901、902、903。三个功率提取电路901、902、903可以具有相似的拓扑结构，但是不同的参数，用于从环境功率源中不同地提取电功率。例如，三个功率提取电路901、902、903可以针对环境功率源可能具有的不同频率，或针对环境功率源可能提供的不同功率水平，或针对这些的不同组合进行优化。三个功率提取电路901、902、903可以共享公共换能器905，例如天线，其拾取环境功率并将其转换成用于整流器的电输入信号。
78.第一功率提取电路901通过第一受控开关电路906耦合到电功率存储装置904。第一感测电路907提供第一功率提取电路901能够从环境功率源中提取的功率水平的指示。类似地，第二功率提取电路902通过第二受控开关电路908耦合到电功率存储装置904。第二感测电路909提供第二功率提取电路902能够从环境功率源中提取的功率水平的指示。第三功率提取电路903通过第三受控开关电路910耦合到电功率存储装置904。第三感测电路911提供第三功率提取电路903能够从环境功率源中提取的功率水平的指示。
79.上述感测电路和受控开关电路可以以类似于上文关于图4所示的改进的能量收集系统400中的感测电路和受控开关电路描述的方式操作。扩展的改进的能量收集系统900因此具有智能、自适应行为，这允许该系统在不同条件下有效地收集能量。
80.注意
81.以上结合附图描述的实施例是通过说明的方式呈现的。本发明可以以多种不同的方式实施。为了说明这一点，简要指出了一些替代方案。
82.本发明可应用于与功率收集相关的多种类型的产品或方法中。在上文描述的实施例中，环境功率源是发射的射频信号。在其他实施例中，环境功率源可以是例如光、热、风、振动和其他类型的机械能的形式。无论环境功率源的形式如何，本发明都防止了在可从环境功率源中提取波动的功率水平的情况下的泄漏，从而防止了收集能量的损失。功率水平波动可能相对较快，例如具有高于1khz的频率，或者可能较慢。例如，假设环境功率源是强度波动的机械振动形式。在这样的替代实施例中，根据本发明的能量收集系统可以包括用于将机械振动转换成电交流信号的换能器。对于其余部分，上文描述的实施例的实现和操作的许多细节可以转换为这样的替代实施例。
83.在根据本发明的能量收集系统中有许多不同的实现功率提取电路的方式。例如，参考图4所示的实施例，阻抗匹配电路402可以是可调谐的，或者可以是另一阻抗匹配网络结构，由此功率提取电路可以包括用于调谐阻抗匹配电路402的调谐控制电路，目的是使功率收集效率最大化。作为另一个示例，功率提取电路可以包括多个天线，或多个阻抗匹配电路，或两者，由此功率提取电路可以包括用于选择天线的选择控制电路或阻抗匹配电路，或两者，目的是最大化功率收集效率。
84.在根据本发明的能量收集系统中有许多不同的实现受控开关电路的方式。在图5
所示的实施例中，存在于电功率存储装置406上的电压被用作比较器阈值电压。在其他实施例中，可以使用不同的阈值电压，它反映了功率提取电路容易对电功率存储装置进行充电或放电之间的边界线。作为另一示例，受控开关电路可包括具有滞后的比较器、或一般连续时间静态比较器、或自动调零比较器。
85.通常，有许多不同的方式来实现本发明，由此不同的实现方式可能具有不同的拓扑结构。在任何给定的拓扑结构中，单个实体可以执行多个功能，或者多个实体可以联合执行单个功能。在这方面，附图是非常概略的。例如，尽管图1示出了具有两个天线的无线供电装置102，但是无线供电装置可以包括具有射频开关的单个天线，用于通过该单个天线在接收和发送之间切换。
86.上述说明表明，参照附图所描述的实施例说明了本发明，而不是限制本发明。本发明可以以在所附权利要求范围内的多种替代方式来实施。在权利要求等效的含义和范围内的所有变化都应包含在其范围内。权利要求中的任何附图标记不应被解释为限制权利要求。权利要求中的动词“包括”不排除权利要求中列出的其他元素或其他步骤的存在。这同样适用于类似的动词，例如“包含”和“含有”。在与产品有关的权利要求中以单数形式提及元件并不排除该产品可以包括多个这样的元件。同样，在与方法有关的权利要求中以单数形式提及步骤并不排除该方法可以包括多个这样的步骤。各个从属权利要求定义了各个附加特征这一事实，并不排除除了权利要求中反映的那些之外的附加特征的组合。