一种反激变换器的制作方法

1.本发明涉及开关电源领域，特别涉及反激变换器领域。


背景技术：

2.为了实现反激变换器原边漏感能量的无损吸收和主功率开关管的零电压开通，通常引入有源钳位电路，现有原边带有源钳位电路的反激变换器如图1所示，反激变换器包括的主功率开关管s1、主功率变压器t1(其中lkp为变压器原边np的寄生漏感)、由钳位开关管s2和钳位电容c2组成的有源钳位电路、输出整流二极管d1和输出滤波电容c1；负载ro并联在反激变换器的电源输出正和电源输出负之间。
3.反激变换器的具体连接关系为：主功率变压器t1原边绕组的一端连接电源输入正，主功率变压器t1原边绕组的另一端连接主功率开关管s1的漏极，主功率开关管s1的源极接地；主功率变压器t1副边绕组的一端连接输出整流二极管d1的阳极，输出整流二极管d1的阴极同时连接输出滤波电容c1的一端和电源输出正，主功率变压器t1副边绕组的另一端同时连接输出滤波电容c1的另一端和电源输出负；主功率变压器t1原边绕组的一端和主功率变压器t1副边绕组的另一端互为同名端；钳位电容c2的一端连接主功率变压器t1原边绕组的一端，钳位电容c2的另一端连接钳位开关管s2的漏极，钳位开关管s2的源极连接主功率变压器t1原边绕组的另一端。
4.针对原边漏感能量的无损吸收，现有有源钳位电路通过控制钳位开关管s2的开通和关断即可实现。针对主功率开关管s1的零电压开通的实现，可以采取后沿非互补控制逻辑，即钳位开关管s2在主功率开关管s1导通前某个时刻先导通一段时间，并且在钳位开关管s2驱动信号关断后到主功率开关管s1导通前之间预留有一段死区时间。主功率开关管s1和钳位开关管s2采用后沿非互补控制逻辑的波形图参见图2，其中，g
s1
为主功率开关管s1的驱动波形，g
s2
为钳位开关管s2的驱动波形。
5.t0-t1时刻，主功率开关管s1导通，开始给变压器激磁，这段时间钳位开关管s2和输出整流二极管d1处于关断状态，变压器没有向副边传递能量；
6.t1-t2时刻，主功率开关管s1关断且钳位开关管s2还未导通，原边励磁电感np、原边漏感lkp给钳位电容c2充电，当钳位电容c2两端电压大于一定值后，激磁电流就会向副边传递能量，无法给钳位电容c2继续充电，
7.t2-t3时刻，钳位开关管s2导通，钳位电容c2能量传递给原边漏感lkp以及负载ro，此阶段存在的问题为，由于钳位电容c2的充电的能量不够，因此放电时给原边漏感lkp的能量无法满足zvs的要求。
8.t3-t4时刻，钳位开关管s2关断且主功率开关管s1尚未导通，原边漏感lkp电流给主功率开关管s1的漏源极寄生电容放电，此阶段存在的问题为，由于此时原边漏感lkp能量不够，在处于连续模式下，激磁电感两端电压被副边输出电压箝位，无法参与谐振，因此无法将主功率管s1的漏源极寄生电容的能量全部释放；
9.在t4-t5时刻，基于上述问题，在主功率开关管s1导通之前无法实现zvs。
10.上述现有的后沿非互补控制逻辑存在以下两个要求：
11.1.要求钳位开关管s2关断到主功率开关管s1开通前的死区时间足够小。在钳位开关管s2关断后，如果不及时导通主功率开关管s1，漏感电流将再次反向，从而丢失软开关特性。通常，死区时间td选取为：
[0012][0013]
其中，l
kp
为原边漏感，c
ds_s1
为主功率开关管s1的漏源极寄生电容，c
ds_s1
为钳位开关管s1的的漏源极寄生电容。
[0014]
通常情况下，开关管的漏源极寄生电容属于nf级别，原边漏感l
kp
也属于nh级别，因此死区时间td属于ns级，控制难度较大。
[0015]
2.要求原边漏感l
kp
能量足够大。漏感存储的反向能量必须大于主功率开关管s1输出电容存储的能量，即：
[0016][0017]
其中i
lk
为原边等效的漏感，v
ds_s1
为主功率开关管s1的的漏源极寄生电容。
[0018]
由公式(2)推导可得，漏感最小值为：
[0019][0020]
对于以上两点，将采用后沿非互补控制逻辑的有源钳位反激电路分为ccm以及dcm模式分别进行讨论：
[0021]
(1)断续导通模式(dcm模式)：一般多发生于高压轻载模式，公式(3)中v
ds_s1
较大且i
lkp
较小，要求漏感l
kp
值较大，但是在dcm模式时，由于原边励磁电感参与了漏感、主功率开关管s1输出电容的谐振过程，因此原边漏感l
kp’＝l
kp
+原边电感量，激磁电感可以协助漏感完成主功率开关管的零电压开通，且由于原边励磁电感的参与，死区时间相对可以加大。
[0022]
(2)连续导通模式(ccm模式)：由于原边励磁电感被输出侧钳位，不能参与漏感、主功率开关管s1输出电容的谐振过程，因此需要同时满足公式(1)和公式(3)，即要求钳位开关管s2关断到主功率开关管s1开通前的死区时间足够小的同时，需保证变压器原边漏感lk足够大。
[0023]
综上，在ccm模式时，采用现有反激变换器以及后沿非互补控制逻辑难以甚至不能实现主功率开关管s1零电压开通。
[0024]
在背景技术部分公开的上述信息仅用于加强对本技术的背景的理解，因此它可以包括超出本领域普通技术人员认知的相关技术信息。


技术实现要素：

[0025]
有鉴于此，本发明要解决的技术问题是提出一种反激变换器，即在原有反激变换器的基础上，在变压器原边增加辅助绕组和整流管，通过将变压器的一部分能量转移到钳位电容，增加钳位电容的的储能，从而实现在任何状态下主功率开关管的zvs。
[0026]
为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：
[0027]
一种反激变换器，其包括原边回路、变压器和副边回路，所述原边回路至少包括所
述变压器的原边绕组、主功率开关管和有源钳位电路，其中，所述有源钳位电路至少包括有源钳位开关管和钳位电容；所述主功率开关管和所述有源钳位开关管采取后沿非互补控制逻辑进行控制，其特征在于：还设有钳位电容充电回路，所述钳位电容充电回路具有一个辅助绕组和与所述辅助绕组串联的整流管，所述钳位电容充电回路用于在所述主功率开关管关断后，所述变压器向副边回路传递能量时，将所述变压器储能能量通过所述辅助绕组和所述整流管传递给所述钳位电容，以提高钳位电容的充电电压。
[0028]
优选地，所述变压器的原边绕组的一端连接电源输入正，所述变压器原边绕组的另一端连接所述主功率开关管的漏极，所述主功率开关管的源极接地；所述钳位电容的一端连接所述变压器的原边绕组的一端，所述钳位电容的另一端连接所述有源钳位开关管的漏极，所述有源钳位开关管的源极连接所述变压器的原边绕组的另一端；
[0029]
所述辅助绕组的一端连接所述电源输入正端，所述辅助绕组的另一端连接所述整流管的阳极，所述整流管的阴极连接所述钳位电容的另一端。
[0030]
优选地，所述变压器的原边绕组的一端连接电源输入正，所述变压器原边绕组的另一端连接所述主功率开关管的漏极，所述主功率开关管的源极接地；所述钳位电容的一端连接所述变压器的原边绕组的一端，所述钳位电容的另一端连接所述有源钳位开关管的漏极，所述有源钳位开关管的源极连接所述变压器的原边绕组的另一端；
[0031]
所述整流管的阳极连接所述电源输入正端，所述整流管的阴极连接所述辅助绕组的一端，所述辅助绕组另一端连接所述钳位电容的另一端。
[0032]
优选地，所述整流管为二极管、mos管的pn结或三极管的pn结。
[0033]
优选地，所述变压器的原边绕组的一端和所述电源输入正之间串联漏感，所述漏感为所述变压器的原边绕组的寄生的漏感或外置的独立电感。
[0034]
本发明的工作原理将结合具体的实施例进行详细分析，在此不赘述，本发明相较于现有技术的有益效果如下：
[0035]
当原边回路的主功率开关管关断后，变压器将能量传递给副边时，辅助绕组对钳位电容进行充电，从而增大钳位电容的充电电压，以保证原边漏感存储能量足够大，不仅能简化实现原边回路的主功率开关管zvs的控制方式，还能使主功率开关管在任何状态下都能实现zvs。
附图说明
[0036]
图1为现有原边带有源钳位电路的反激变换器的原理图；
[0037]
图2为现有原边带有源钳位电路的反激变换器的控制逻辑图；
[0038]
图3为本发明的反激变换器第一实施例的原理图；
[0039]
图4为本发明的反激变换器第二实施例的原理图。
具体实施方式
[0040]
本技术的发明构思为在现有后沿非互补反激有源钳位电路的基础上，在反激变换器的原边回路中加入辅助绕组nf和整流管d2，用于在主功率开关管s1关断后，变压器向副边传递能量时，将变压器一部分能量通过辅助绕组nf和整流管d2传递给钳位电容c2，从而提高钳位电容c2的充电电压，使钳位电容c2能够存储更多能量，保证漏感l
kp
存储能量足够
大，在钳位开关管s2关断时漏感l
kp
电流能将主功率开关管s1的结电容电压谐振到零，从而实现主功率开关管s1的零电压开通。
[0041]
本发明使漏感l
kp
能量无损吸收的同时，简化了主功率开关管s1零电压开通的控制方式，使主功率开关管s1无论在连续导通模式和断续导通模式均可以实现零电压开通。
[0042]
为了使得本领域的技术人员更好地理解本发明，以下结合具体的实施电路对本发明进行进一步说明。
[0043]
第一实施例
[0044]
图3示出了本发明的反激变换器第一实施例的原理图，反激变换器包括原边回路、变压器t1、副边回路和钳位电容充电回路，原边回路包括变压器t1的原边绕组n
p
、主功率开关管s1和有源钳位电路，其中，有源钳位电路包括有源钳位开关管s2和钳位电容c2；副边回路具有整流管d1和电容c1。
[0045]
变压器t1的原边绕组n
p
的一端连接电源vin输入正(其中，漏感l
kp
为变压器t1的原边绕组n
p
的寄生的漏感)，变压器t1的原边绕组n
p
的另一端连接主功率开关管s1的漏极，主功率开关管s1的源极接地；钳位电容c2的一端连接变压器t1的原边绕组n
p
的一端，钳位电容c2的另一端连接有源钳位开关管s2的漏极，有源钳位开关管s2的源极连接变压器t1的原边绕组n
p
的另一端。其中，主功率开关管s1和有源钳位开关管s2采取后沿非互补控制逻辑进行控制。
[0046]
钳位电容充电回路由一个辅助绕组nf和与辅助绕组nf串联的整流管d2组成，具体地，辅助绕组nf的一端接电源vin输入正，另一端接整流管d2的阳极，整流管d2的阴极接钳位电容c2的另一端。本实施例中，整流管d2为二极管。
[0047]
以下结合图2对本实施例的工作原理进行说明：
[0048]
其中g
s1
为主功率开关管s1的驱动波形、g
s2
为钳位开关管s2的驱动波形；
[0049]
0-t1时刻，主功率开关管s1导通，开始给变压器t1激磁，这段时间开关管s2和整流管d1处于关断状态，变压器t1没有向副边回路传递能量，同时整流管d2也处于关断状态，辅助绕组nf没有向钳位电容c2传递能量；
[0050]
t1-t2时刻，主功率开关管s1关断且钳位开关管s2还未导通，此时变压器t1由于电流需要续流，整流管d1处于导通状态，变压器t1向副边回路传递能量，同时整流管d2也处于导通状态，辅助绕组nf向钳位电容c2传递能量，另一方面漏感lkp也向钳位电容c2传递能量，从而增大钳位电容c2的充电电压；
[0051]
t2-t3时刻，钳位开关管s2导通，钳位电容c2能量传递给漏感lkp以及负载ro，由于增大了钳位电容c2的充电电压且负载ro所需能量固定，因此漏感lkp能量增大；
[0052]
t3-t4时刻，钳位开关管s2关断且主功率开关管s1尚未导通，若反激变换器工作于dcm模式，原边激磁电感、漏感lkp、主功率开关管s1输出电容(即漏源极寄生电容)共同谐振，实现主功率开关管s1的zvs，这和常规的反激变换器一样，在谐振过程中由于激磁电感的加入，主功率开关管s1的漏源极寄生电容很容易谐振到零；若反激变换器工作于ccm模式，漏感电流给主功率开关管s1的漏源极寄生电容放电，由于此时漏感能量足够大，因此足够在主功率开关管s1两端电压下降为零后再反向，从而保证了主功率开关管s1的zvs。
[0053]
至此，一个工作周期结束，然后不断重复上述过程。
[0054]
第二实施例
[0055]
第二实施例如图4所示，与第一实施例的区别是：辅助绕组nf和整流管d2连接方式有所不同，具体地，整流管的阳极连接电源输入正端，整流管的阴极连接辅助绕组的一端，辅助绕组另一端连接钳位电容的另一端。
[0056]
本实施例工作原理与第一实施例相同，在此不做赘述。
[0057]
以上本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，例如，变压器t1同名端的修改，将反激变换器增加的整流管管更改为其他可以实现相同功能的器件，比如，mos管的pn结、三极管的pn结等，将整流管d1修改为同步整流的方式，对于实现这一功能的所有电路的更改，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。