输出稳定化电路和直流-直流转换器电路的制作方法

1.本发明涉及一种自激振荡型的电路和直流-直流(dcdc：direct current direct current)转换器电路。


背景技术：

2.存在通过采用与他激方式的电路不同且不使用控制ic等的自激振荡型的电路来实现电路的简单化的逆变器电路、电源电路等。
3.在下述专利文献1中公开了一种自激谐振型电源，其通过向第一晶体管和第二晶体管的各栅极供给与相当于输出电压的电压信号同基准信号的偏差相应的误差信号来使自激振荡频率改变，从而进行输出电压的控制。
4.现有技术文献
5.专利文献
6.专利文献1：日本特开平11-285262号公报


技术实现要素：

7.发明要解决的问题
8.然而，在上述的电路中，存在可能由于使fet(field effect transistor：场效应晶体管)的栅极偏压上升下降而使fet陷入不饱和动作、偏离自激振荡的条件而产生波形异常、由于并联谐振部中的无效电流的增加而fet损失增大等应用范围窄的担忧。
9.本发明提供一种不干预与自激振荡有关的条件地通过简单的电路结构来使输出电压稳定化的电路技术。
10.根据本发明，提供一种输出稳定化电路，具备：初级侧电路，其包括与直流电源连接的第一自激振荡电路和第二自激振荡电路；以及次级侧电路，其通过该第一自激振荡电路和该第二自激振荡电路的振荡而得到输出电压，其中，所述第一自激振荡电路具有：第一送电线圈；第一谐振电容器，其与所述第一送电线圈一起构成谐振电路；第一开关元件对，其与所述第一送电线圈连接；以及第一反馈线圈，其与所述第一送电线圈磁耦合，并且与所述第一开关元件对的各控制电极分别进行连接，所述第二自激振荡电路具有：第二送电线圈；第二谐振电容器，其与所述第二送电线圈一起构成谐振电路；第二开关元件对，其与所述第二送电线圈连接；第二反馈线圈，其与所述第一反馈线圈磁耦合，并且与所述第二开关元件对的各控制电极分别进行连接；以及移相滤波器，其连接在所述第二反馈线圈与所述第二开关元件对的各控制电极之间，所述次级侧电路包括次级侧控制线圈，所述次级侧控制线圈根据所述输出电压的大小来被控制流过的电流的大小，所述移相滤波器包括初级侧控制线圈，所述初级侧控制线圈与所述次级侧控制线圈磁耦合且具有电感根据流过所述次级侧控制线圈的电流而变化的特性。
11.根据上述方式，能够提供一种不干预与自激振荡有关的条件地通过简单的电路结构来使输出电压稳定化的电路技术。
附图说明
12.图1是第一实施方式中的电源电路的电路图。
13.图2是第一实施方式的变形例中的次级侧电路的电路图。
14.图3是第二实施方式中的电源电路的电路图。
15.图4是实施例1中的电源电路的次级侧电路的电路图。
16.图5是示出对实施例1的电源电路中的各点处的电压变化进行模拟所得到的结果的曲线图。
17.图6是示出对实施例1的电源电路中的各点处的电压变化进行模拟所得到的结果的曲线图。
18.图7是示出对实施例1的电源电路中的各点处的电压变化进行模拟所得到的结果的曲线图。
19.图8是实施例2中的电源电路的次级侧电路的电路图。
20.图9是示出对实施例2的电源电路中的各点处的电压变化进行模拟所得到的结果的曲线图。
21.图10是实施例3中的电源电路的次级侧电路的电路图。
22.图11是示出对实施例3的电源电路中的各点处的电压变化进行模拟所得到的结果的曲线图。
具体实施方式
23.下面，说明本发明的优选的实施方式的例子(下面表述为本实施方式)。此外，下面列出的各实施方式分别为例示，本发明并不限定于下面的实施方式的结构。
24.[第一实施方式]
[0025]
图1是第一实施方式中的电源电路1的电路图。
[0026]
电源电路1是具备具有电池装置bt的初级侧电路2以及从初级侧电路2得到输出电压的次级侧电路3、并且向与次级侧电路3连接的负载稳定地提供输出的电路。在第一实施方式中，示出了如下例子：将电池装置bt设为供给直流电力的电池装置，次级侧电路3包括dc转换电路，电源电路1整体上作为dcdc转换器电路来发挥功能。
[0027]
〔初级侧电路〕
[0028]
初级侧电路2还具备与电池装置bt并联连接的主电路10以及从电路20。
[0029]
主电路10具有送电线圈n11和n12、谐振电容器c11、作为开关元件对的晶体管q11和q12、偏置电路b10、反馈线圈nf1等，利用这些来构成自激振荡电路。
[0030]
送电线圈n11与送电线圈n12经由中间接头来串联连接，中间接头经由输入线圈l11来与电池装置bt的正端子连接。以后，在表述为送电线圈n11的一端或送电线圈n12的一端的情况下，是指送电线圈n11和n12的与中间接头侧相反的侧的一端。
[0031]
送电线圈n11的一端经由晶体管q11来与电池装置bt的负端子连接，送电线圈n12的一端经由晶体管q12来与电池装置bt的负端子连接。
[0032]
谐振电容器c11与送电线圈n11和n12并联连接，谐振电容器c11与送电线圈n11和n12一起构成谐振电路。
[0033]
晶体管q11和q12是fet(field effect transistor：场效应晶体管)，其能够表述
为开关元件对。晶体管q11的漏极与送电线圈n11的一端连接，晶体管q12的漏极与送电线圈n12的一端连接。晶体管q11和q12的各源极与电池装置bt的负端子连接。另外，晶体管q11和q12的栅极与偏置电路b10连接。
[0034]
偏置电路b10由电阻元件r11、r12、r13以及r14构成。偏置电路b10与电池装置bt并联连接，向晶体管q11和q12的各栅极施加偏置电压。
[0035]
反馈线圈nf1被设置为与送电线圈n11和n12磁耦合。反馈线圈nf1的一端与晶体管q11的栅极(控制电极)连接，反馈线圈nf1的另一端与晶体管q12的栅极(控制电极)连接。
[0036]
从电路20除了移相滤波器f20以外，包括与主电路10同样的结构。具体地说，从电路20具有送电线圈n21和n22、谐振电容器c21、作为开关元件对的晶体管q21和q22、偏置电路b20、反馈线圈nf2等，利用这些来构成自激振荡电路。
[0037]
送电线圈n21和n22与上述的送电线圈n11和n12对应，谐振电容器c21与上述的谐振电容器c11对应，晶体管q21和q22与上述的晶体管q11和q12对应，偏置电路b20(电阻元件r21、r22、r23以及r24)与上述的偏置电路b10(电阻元件r11、r12、r13以及r14)对应，反馈线圈nf2与上述的反馈线圈nf1对应。
[0038]
关于从电路20的这些各构成要素，适当地省略关于与主电路10中的对应的各构成要素相同的内容(连接方式等)的说明。
[0039]
从电路20的反馈线圈nf2被设置为与主电路10中的送电线圈n11和n12以及反馈线圈nf1磁耦合。进一步地说，反馈线圈nf2与反馈线圈nf1以使极性为同向的方式磁耦合。此外，反馈线圈nf2不与从电路20的送电线圈n21和n22磁耦合。
[0040]
在本实施方式中，主电路10中的送电线圈n11、送电线圈n12及反馈线圈nf1、以及从电路20的反馈线圈nf2与次级侧电路3的受电线圈n31一起构成变压器(第一变压器)，从电路20的送电线圈n21和n22与次级侧电路3的受电线圈n32构成变压器(第二变压器)。
[0041]
像这样，在本实施方式中，初级侧电路2和次级侧电路3形成为互相电绝缘的状态，构成为能够利用第一变压器和第二变压器的电磁感应来从初级侧电路2向次级侧电路3送电。
[0042]
移相滤波器f20连接在晶体管q21和q22的栅极(控制电极)与反馈线圈nf2之间。移相滤波器f20由电阻元件rf21、初级侧控制线圈lf21以及电容器cf21构成，也能够表述为rlc滤波器。电阻元件rf21和初级侧控制线圈lf21与反馈线圈nf2串联连接，电容器cf21与反馈线圈nf2并联连接。由此，移相滤波器f20构成低通滤波器。
[0043]
移相滤波器f20通过这样的结构而发挥如下作用：使伴随着因送电线圈n11或n12的电流使第一变压器中产生的磁场而在反馈线圈nf2中产生的交流电压的相位延迟。
[0044]
另外，移相滤波器f20的初级侧控制线圈lf21与次级侧电路3的后述的次级侧控制线圈lc31磁耦合，具有电感根据流过次级侧控制线圈lc31的电流而变化的特性。像这样，通过将初级侧控制线圈lf21的电感设为可变，使得移相滤波器f20的移相的大小成为可变。
[0045]
除了上述的结构以外，初级侧电路2还具备熔丝fu和电容器c。
[0046]
在由于初级侧电路2的自激振荡电路(主电路10和从电路20)的异常而产生了过大电流的情况下，熔丝fu将电池装置bt从初级侧电路2断开。由此，能够防止随着过大电流而引起的电池装置bt的异常加热。
[0047]
电容器c吸收随着电池装置bt的充放电而引起的电压的变化。
[0048]
〔次级侧电路〕
[0049]
次级侧电路3具备受电线圈n31和n32、整流电路sr30以及基准电压电路rv30等。
[0050]
如上所述，受电线圈n31作为将电源电路1中的送电线圈n11和送电线圈n12设为初级侧线圈的次级侧线圈来构成变压器，利用送电线圈n11或n12的电流来生成感应电动势。
[0051]
如上所述，受电线圈n32作为将电源电路1中的送电线圈n21和送电线圈n22设为初级侧线圈的次级侧线圈来构成变压器，利用送电线圈n21或n22的电流来产生感应电动势。
[0052]
受电线圈n31与受电线圈n32以使线圈电压成为反相的方式进行串联连接。由此，在受电线圈n31中感应出的电压与在受电线圈n32中感应出的电压同步的情况下，在理论上输出为0。
[0053]
整流电路sr30与受电线圈n31和n32连接。整流电路sr30具有由二极管d31、d32、d33以及d34构成的桥整流电路、以及由线圈l31和电容器c31构成的平滑滤波器，整流电路sr30作为全波整流电路来发挥功能。也就是说，整流电路sr30将受电线圈n31和n32中所产生的交流电压进行全波整流和平滑化后转换为直流电压。
[0054]
基准电压电路rv30是包括电阻元件r31和r32、以及分路调节器元件ic31、并且使来自次级侧电路3的输出电压稳定为基准电压以上的电路。
[0055]
分路调节器元件ic31在参考端子处接受通过电阻元件r31和r32将输出电压进行分压所得到的电压的输入，并进行控制以使参考-阳极间的电压为基准电压。
[0056]
另外，基准电压电路rv30还具有次级侧控制线圈lc31。
[0057]
在次级侧控制线圈lc31中流过与分路调节器元件ic31的电压控制相应的电流。即，当输出电压比基准电压高时，流过次级侧控制线圈lc31的电流增加，当输出电压比基准电压低时，流过次级侧控制线圈lc31的电流减少。
[0058]
次级侧控制线圈lc31如上述那样与初级侧控制线圈lf21磁耦合，根据流过次级侧控制线圈lc31的电流量而使初级侧控制线圈lf21的电感可变。
[0059]
初级侧控制线圈lf21和次级侧控制线圈lc31作为初级绕组和次级绕组被施加于共用的芯上而形成1个磁路的变压器。而且，将该变压器例如构成为具有流过次级侧控制线圈lc31的直流电流越大则初级侧控制线圈lf21的电感减少率越大那样的电感直流叠加特性。由此，在移相滤波器f20中，根据rlc滤波器特性，初级侧控制线圈lf21的电感值越大则移相量越大(反馈线圈nf2的输出信号与输入到晶体管q21和q22的栅极的信号的相位差越大)。
[0060]
根据这样的结构，能够根据来自次级侧电路3的输出电压来使移相滤波器f20的移相量增减，进而能够实现来自次级侧电路3的输出电压的稳定化。
[0061]
下面，对具有如上所述的结构的第一实施方式中的电源电路1的动作进行说明。
[0062]
在主电路10中，当从电池装置bt向偏置电路b10供给直流电力时，将通过电阻元件r11和r12分割后的电压作为偏置电压施加到晶体管q11的栅极，将通过电阻元件r13和r14分割后的电压作为偏置电压施加到晶体管q12的栅极。由此，根据晶体管特性以及电阻元件r11和r13的电阻值等，晶体管q11和q12中的某一个先成为导通状态。
[0063]
此时，在晶体管q11成为导通状态的情况下，在送电线圈n11中流过电流，在晶体管q11的漏极源极间流过电流。
[0064]
由于在作为初级绕组的送电线圈n11中流过电流，从而在第一变压器中产生磁场，
在作为次级绕组的受电线圈n31中产生感应电动势。受电线圈n31中产生的感应电动势能够根据送电线圈n11与受电线圈n31的匝数比来放大。
[0065]
当在第一变压器中产生磁场时，进而在作为初级绕组的反馈线圈nf1和nf2中也通过自感应而产生反电动势。
[0066]
当在反馈线圈nf1中产生反电动势时，对晶体管q11施加负的电压，从而施加于晶体管q11的偏置电压变为阈值电压以下，晶体管q11成为截止状态。另一方面，对晶体管q12施加正的电压，从而施加于晶体管q12的偏置电压超过阈值电压，晶体管q12成为导通状态。
[0067]
当晶体管q11成为截止状态且晶体管q12成为导通状态时，在送电线圈n12中流过电流，在晶体管q12的漏极源极间流过电流。
[0068]
由于在作为初级绕组的送电线圈n12中流过电流，从而在第一变压器中产生磁场，在作为次级绕组的受电线圈n31中产生感应电动势。
[0069]
像这样，在主电路10中，通过交替地重复晶体管q11和q12的导通状态和截止状态，由此在作为初级绕组的送电线圈n11和n12中交替地流过方向互不相同的电流。
[0070]
另一方面，在从电路20中也同样地进行动作。即，当从电池装置bt向偏置电路b20供给直流电力时，将通过电阻元件r21和r22分割后的电压作为偏置电压施加到晶体管q21的栅极，将通过电阻元件r23和r24分割后的电压作为偏置电压施加到晶体管q22的栅极。由此，根据晶体管特性以及电阻元件r21和r23的电阻值等，晶体管q21和q22中的某一个先成为导通状态。
[0071]
此时，在晶体管q21成为导通状态的情况下，在送电线圈n21中流过电流，在晶体管q21的漏极源极间流过电流。
[0072]
由于在作为初级绕组的送电线圈n21中流过电流，从而在第二变压器中产生磁场，在作为次级绕组的受电线圈n32中产生感应电动势。受电线圈n32中产生的感应电动势能够根据送电线圈n21与受电线圈n32的匝数比来放大。
[0073]
此时，如上所述，在主电路10中也产生同样的动作，由于主电路10的第一变压器中所产生的磁场，从而在作为初级绕组的反馈线圈nf2中也通过自感应而产生了反电动势。在此，反馈线圈nf2中所产生的电压通过移相滤波器f20而被进行相位偏移后施加到晶体管q21和q22。此时，对晶体管q21施加负的电压，从而施加于晶体管q21的偏置电压变为阈值电压以下，晶体管q21成为截止状态。另一方面，对晶体管q22施加正的电压，从而施加于晶体管q22的偏置电压超过阈值电压，晶体管q22成为导通状态。
[0074]
当晶体管q21成为截止状态且晶体管q22成为导通状态时，在送电线圈n22中流过电流，在晶体管q22的漏极源极间流过电流。
[0075]
由于在作为初级绕组的送电线圈n22中流过电流，从而在第二变压器中产生磁场，在作为次级绕组的受电线圈n32中产生感应电动势。
[0076]
像这样，在从电路20中，通过交替地重复晶体管q21和q22的导通状态和截止状态，由此在作为初级绕组的送电线圈n21和n22中交替地流过方向互不相同的电流。
[0077]
但是，在从电路20中，通过移相滤波器f20的作用而使反馈线圈nf2中所产生的电压的相位偏移，由此晶体管q21和q22的导通截止的定时与主电路10的晶体管q11和q12的导通截止的定时发生偏移。结果是，送电线圈n21和n22中的电流的开关定时与送电线圈n11和n12中的电流的开关定时发生偏移。
[0078]
通过这样的初级侧电路2的动作，在第一变压器和第二变压器中产生磁场，在次级侧电路3中的作为次级绕组的受电线圈n31和n32中分别感应出由交替地产生的正负的电压构成的交流电压。
[0079]
但是，如上所述，送电线圈n21和n22中的电流的开关定时与送电线圈n11和n12中的电流的开关定时发生了偏移，因此受电线圈n31中感应出的交流电压与受电线圈n32中感应出的交流电压的相位也发生偏移。
[0080]
在次级侧电路3中，像这样在受电线圈n31中产生的交流电压以及在受电线圈n32中产生的交流电压被合成后输入到整流电路sr30，通过全波整流和平滑化而被转换为直流电压。
[0081]
当转换得到的直流电压被输入到基准电压电路rv30时，通过分路调节器元件ic31控制为输出电压为基准电压以上后进行输出。
[0082]
此时，与输出电压相应的电流量流过次级侧控制线圈lc31。与次级侧控制线圈lc31磁耦合的初级侧控制线圈lf21的电感值根据该电流量而变化。随着初级侧控制线圈lf21的电感值的变化，移相滤波器f20的移相量也会发生变化。
[0083]
在本实施方式中，受电线圈n31与受电线圈n32以使线圈电压成为反相的方式连接，因此受电线圈n31中产生的交流电压与受电线圈n32中产生的交流电压越是同步(相位越是一致)，则输出电压越低，相位的偏移越接近90度，则输出电压越高。
[0084]
因此，在由于上述的初级侧控制线圈lf21、电阻元件rf21以及电容器cf21的作用而使流过次级侧控制线圈lc31的电流量大的情况下，移相滤波器f20向使受电线圈n31和n32中产生的交流电压同步的方向进行移相，在该电流量小的情况下，移相滤波器f20向使受电线圈n31和n32中产生的交流电压的相位偏移的方向进行移相。
[0085]
因而，根据本实施方式，在现有的集电极谐振型的自激振荡电路中输出电压与输入的直流电压的变动相应地进行了变动时，能够通过这样的移相动作来以简易的电路结构实现输出电压的稳定化。因此，本实施方式中的电源电路1能够表述为输出稳定化电路。
[0086]
[第一实施方式的变形例]
[0087]
在上述的第一实施方式中，例示了作为输出直流电压的dcdc转换器电路的电源电路1，但也能够通过使次级侧电路3变形来形成为输出正弦波电压的电路结构。
[0088]
图2是第一实施方式的变形例中的次级侧电路3的电路图。此外，在本变形例中，初级侧电路2可以是与图1所示的第一实施方式同样的结构。
[0089]
在本变形例中，在次级侧电路3中，去除了由二极管d31、d32、d33以及d34构成的桥整流电路。另外，基准电压电路rv31除了第一实施方式的基准电压电路rv30的结构以外，还具有二极管d35和电容器c32。
[0090]
在本变形例的次级侧电路3中，受电线圈n31中所产生的交流电压(正弦波电压)以及受电线圈n32中所产生的交流电压(正弦波电压)被合成并通过低通滤波器(l31和c31)而被去除高频噪声分量，之后被输入到基准电压电路rv31。
[0091]
在基准电压电路rv31中，利用二极管d35和电容器c32对交流进行整流平滑而形成为直流，因此这之后具有与第一实施方式的基准电压电路rv31相同的作用，能够实现输出稳定化。
[0092]
因而，根据本变形例，通过从低通滤波器(l31和c31)之后取得输出，能够得到“稳
定的正弦波输出”。
[0093]
[第二实施方式]
[0094]
图3是第二实施方式中的电源电路1的电路图。
[0095]
第二实施方式中的电源电路1与第一实施方式的不同之处在于：在次级侧电路3中受电线圈n31与受电线圈n32以使线圈电压成为同相的方式连接、以及移相滤波器f20的结构。下面，以第二实施方式中的电源电路1的与第一实施方式不同的内容为中心来进行说明，并适当地省略与第一实施方式相同的内容。
[0096]
在第二实施方式中，受电线圈n31与受电线圈n32以使线圈电压成为同相的方式连接，因此受电线圈n31中产生的交流电压与受电线圈n32中产生的交流电压越是同步(相位越是一致)，则输出电压越高，相位的偏移越接近90度，则输出电压越低。
[0097]
因此，在流过次级侧控制线圈lc31的电流量大的情况下，移相滤波器f20需要向使受电线圈n31和n32中产生的交流电压的相位偏移的方向进行移相，在该电流量小的情况下，移相滤波器f20需要向使受电线圈n31和n32中产生的交流电压同步的方向进行移相。
[0098]
因此，在第二实施方式的移相滤波器f20中，第二反馈线圈nf2与电容器cf21串联连接，初级侧控制线圈lf21与第二反馈线圈nf2和电容器cf21并联连接。即，移相滤波器f20通过构成高通滤波器而能够进行如上所述的移相。
[0099]
因而，根据第二实施方式，即使在次级侧电路3中将受电线圈n31与受电线圈n32以使线圈电压成为同相的方式进行连接的情况下，也能够与第一实施方式同样地以简易的电路结构来实现输出电压的稳定化。
[0100]
[第二实施方式的变形例]
[0101]
在次级侧电路3中将受电线圈n31与受电线圈n32以使线圈电压成为同相的方式进行连接的情况下，也能够将移相滤波器f20的结构设为与第一实施方式的结构相同。在该情况下，只要构成为使反馈线圈nf1与反馈线圈nf2以反向的极性磁耦合即可。
[0102]
通过这样，能够使反馈线圈nf1中感应出的电压与反馈线圈nf2中感应出的电压成为反相，因此即使在次级侧电路3中将受电线圈n31与受电线圈n32以使线圈电压成为同相的方式进行连接的情况下，也能够得到与第一实施方式同样的效果。
[0103]
下面，列出实施例来更详细地说明上述的内容。但是，下面的实施例的记载并不对上述的内容施加任何限定。
[0104]
[实施例1]
[0105]
在实施例1中，示出通过模拟来验证上述的第一实施方式的效果所得到的结果。
[0106]
图4是实施例1中的电源电路1的次级侧电路3的电路图。
[0107]
在实施例1的模拟中，不进行通过初级侧控制线圈lf21与次级侧控制线圈lc31的磁耦合来对初级侧控制线圈lf21的电感控制，而是虚拟地手动设定初级侧控制线圈lf21的电感值。
[0108]
因此，在次级侧电路3中不设置基准电压电路rv30，而是连接有负载电阻r0。此外，初级侧电路2是与图1所示的第一实施方式同样的结构。
[0109]
图5至图7是表示对实施例1的电源电路1中的各点处的电压变化进行模拟所得到的结果的曲线图。在图5至图7中，(a)示出初级侧控制线圈lf21的电感值被设定为第一值的情况下的模拟结果，(b)示出初级侧控制线圈lf21的电感值被设定为比第一值大的第二值
的情况下的模拟结果。
[0110]
在图5的(a)和图5的(b)中，示出了在反馈线圈nf2中感应出的电压波形(输出波形)、在反馈线圈nf2中感应出并被应用了移相滤波器f20后(通过移相滤波器f20后)的电压波形、以及向晶体管q22的栅极输入的电压波形。
[0111]
根据图5的(a)可知，在初级侧控制线圈lf21的电感值被设为第一值(小)的状态下，反馈线圈nf2中所产生的电压的相位被移相滤波器f20大幅地偏移，并被施加到晶体管q22的栅极。
[0112]
另一方面，根据图5的(b)可知，在初级侧控制线圈lf21的电感值被设为第二值(大)的状态下，移相滤波器f20的移相量相比于图5的(a)的情况变小，反馈线圈nf2中所产生的电压的相位被移相滤波器f20略微地偏移，并被施加到晶体管q22的栅极。
[0113]
在图6的(a)和图6的(b)中，示出了主电路10的晶体管q12的漏极源极间的电压波形(输出波形)、以及从电路20的晶体管q22的漏极源极间的电压波形(输出波形)。
[0114]
根据图6的(a)可知，在初级侧控制线圈lf21的电感值被设为第一值(小)的状态下，主电路10的晶体管q12的电压波形与从电路20的晶体管q22的电压波形的相位大幅地偏移。这表示，通过增大反馈线圈nf2中所产生的电压波形的移相量，能够使主电路10的晶体管q11和q12的开关定时与从电路20的晶体管q21和q22的开关定时大幅地偏移。
[0115]
另一方面，根据图6的(b)可知，在初级侧控制线圈lf21的电感值被设为第二值(大)的状态下，主电路10的晶体管q12的电压波形与从电路20的晶体管q22的电压波形的相位的偏移小。这表示，通过减小反馈线圈nf2中所产生的电压波形的移相量，能够减小主电路10的晶体管q11和q12的开关定时与从电路20的晶体管q21和q22的开关定时的偏移。
[0116]
在图7的(a)和图7的(b)中，示出了施加于负载电阻的直流电压电平以及二极管d33的阴极侧的全波整流波形。
[0117]
根据图7的(a)可知，在初级侧控制线圈lf21的电感值被设为第一值(小)的状态下，在受电线圈n31中产生的电压波形与在受电线圈n32中产生的电压波形的相位大幅地偏移，合成得到的电压波形的在全波整流后的直流电压电平变得较大。
[0118]
另一方面，根据图7的(b)可知，在初级侧控制线圈lf21的电感值被设为第二值(大)的状态下，在受电线圈n31中产生的电压波形与在受电线圈n32中产生的电压波形的相位差小，因此合成得到的电压波形的在全波整流后的直流电压电平相比于图7的(a)的情况变小。
[0119]
像这样，根据实施例1，证实了以下情况：在第一实施方式的电源电路1中，利用初级侧控制线圈lf21的电感值的大小来使移相滤波器f20的移相量变化，从而能够控制输出电压，进而能够实现输出电压的稳定化。
[0120]
[实施例2]
[0121]
在实施例2中，示出了通过模拟来验证上述的第一实施方式的变形例的效果所得到的结果。
[0122]
图8是实施例2中的电源电路1的次级侧电路3的电路图。
[0123]
在实施例2的模拟中，也与实施例1同样，虚拟地手动设定初级侧控制线圈lf21的电感值。
[0124]
因此，在次级侧电路3中不设置基准电压电路rv30，而是连接有负载电阻r0。此外，
初级侧电路2是与图1所示的第一实施方式同样的结构。
[0125]
图9是示出对实施例2的电源电路1中的各点处的电压变化进行模拟所得到的结果的曲线图。图9的(a)示出初级侧控制线圈lf21的电感值被设定为第一值的情况下的模拟结果，图9的(b)示出初级侧控制线圈lf21的电感值被设定为比第一值大的第二值的情况下的模拟结果。此外，实施例2中的初级侧电路2的各点的电压波形与实施例1(图5和图6)是同样的。
[0126]
在图9的(a)和图9的(b)中，示出了在受电线圈n31中感应出的电压波形(输出波形)、在受电线圈n32中感应出的电压波形(输出波形)、以及负载电阻的电压波形。
[0127]
根据图9的(a)可知，在初级侧控制线圈lf21的电感值被设为第一值(小)的状态下，在受电线圈n31中产生的电压波形与在受电线圈n32中产生的电压波形的相位大幅地偏移，合成得到的电压波形变得较大。
[0128]
另一方面，根据图9的(b)可知，在初级侧控制线圈lf21的电感值被设为第二值(大)的状态下，在受电线圈n31中产生的电压波形与在受电线圈n32中产生的电压波形的相位差小，因此合成得到的电压波形相比于图9的(a)的情况变小。
[0129]
像这样，根据实施例2，证实了以下情况：即使在采用了次级侧电路3输出正弦波电压的结构的情况下，也能够在第一实施方式的电源电路1中通过移相滤波器f20的移相动作来实现输出电压的稳定化。
[0130]
[实施例3]
[0131]
在实施例3中，示出了通过模拟来验证上述的第二实施方式的效果所得到的结果。
[0132]
图10是实施例3中的电源电路1的次级侧电路3的电路图。
[0133]
在实施例3中，与实施例1和实施例2不同，受电线圈n31和n32以使线圈电压成为同相的方式连接。在实施例3的模拟中，也与实施例1同样，虚拟地手动设定初级侧控制线圈lf21的电感值。因此，在次级侧电路3中不设置基准电压电路rv30，而是连接有负载电阻r0。此外，初级侧电路2是与图3所示的第二实施方式同样的结构。
[0134]
图11是示出对实施例3的电源电路1中的各点处的电压变化进行模拟所得到的结果的曲线图。图11的(a)示出初级侧控制线圈lf21的电感值被设定为第一值(小)的情况下的模拟结果，图11的(b)示出初级侧控制线圈lf21的电感值被设定为比第一值大的第二值(大)的情况下的模拟结果。
[0135]
在图11的(a)和图11的(b)中，示出了主电路10的晶体管q12的漏极源极间的电压波形(输出波形)、从电路20的晶体管q22的漏极源极间的电压波形(输出波形)、以及施加于负载电阻的直流电压电平。
[0136]
根据图11的(a)可知，在初级侧控制线圈lf21的电感值被设为第一值(小)的状态下，主电路10的晶体管q12的电压波形与从电路20的晶体管q22的电压波形的相位大幅地偏移，合成得到的电压波形的在全波整流后的直流电压电平变小(2.4v)。
[0137]
另一方面，根据图11的(b)可知，在初级侧控制线圈lf21的电感值被设为第二值(大)的状态下，主电路10的晶体管q12的电压波形与从电路20的晶体管q22的电压波形的相位的偏移小，合成得到的电压波形的在全波整流后的直流电压电平相比于图11的(a)的情况变大(12.7v)。
[0138]
像这样，根据实施例3，证实了以下情况：在次级侧电路3中将受电线圈n31与受电
线圈n32以使线圈电压成为同相的方式进行了连接的第二实施方式的电源电路1中，也能够利用初级侧控制线圈lf21的电感值的大小使移相滤波器f20的移相量变化来控制输出电压，进而能够实现输出电压的稳定化。
[0139]
上述的实施方式以及变形例的一部分或全部也能够如下面那样进行确定。但是，上述的实施方式和变形例并不受限于下面的记载。
[0140]
(1)一种输出稳定化电路，具备：初级侧电路，其包括与直流电源连接的第一自激振荡电路和第二自激振荡电路；以及次级侧电路，其通过该第一自激振荡电路和该第二自激振荡电路的振荡而得到输出电压，其中，
[0141]
所述第一自激振荡电路具有：
[0142]
第一送电线圈；
[0143]
第一谐振电容器，其与所述第一送电线圈一起构成谐振电路；
[0144]
第一开关元件对，其与所述第一送电线圈连接；以及
[0145]
第一反馈线圈，其与所述第一送电线圈磁耦合，并且与所述第一开关元件对的各控制电极分别进行连接，
[0146]
所述第二自激振荡电路具有：
[0147]
第二送电线圈；
[0148]
第二谐振电容器，其与所述第二送电线圈一起构成谐振电路；
[0149]
第二开关元件对，其与所述第二送电线圈连接；
[0150]
第二反馈线圈，其与所述第一反馈线圈磁耦合，并且与所述第二开关元件对的各控制电极分别进行连接；以及
[0151]
移相滤波器，其连接在所述第二反馈线圈与所述第二开关元件对的各控制电极之间，
[0152]
所述次级侧电路包括次级侧控制线圈，所述次级侧控制线圈根据所述输出电压的大小来被控制流过的电流的大小，
[0153]
所述移相滤波器包括初级侧控制线圈，所述初级侧控制线圈与所述次级侧控制线圈磁耦合且具有电感根据流过所述次级侧控制线圈的电流而变化的特性。
[0154]
(2)根据(1)所记载的输出稳定化电路，其中，
[0155]
所述次级侧电路还具有：
[0156]
第一受电线圈，其与所述第一送电线圈一起构成变压器；以及
[0157]
第二受电线圈，其与所述第二送电线圈一起构成变压器，
[0158]
所述第一受电线圈与所述第二受电线圈以使线圈电压成为反相的方式连接，
[0159]
所述第一反馈线圈与所述第二反馈线圈以使极性为同向的方式磁耦合，
[0160]
所述移相滤波器还包括与所述初级侧控制线圈和所述第二反馈线圈并联连接的电容器。
[0161]
(3)根据(1)所记载的输出稳定化电路，其中，
[0162]
所述次级侧电路还具有：
[0163]
第一受电线圈，其与所述第一送电线圈一起构成变压器；以及
[0164]
第二受电线圈，其与所述第二送电线圈一起构成变压器，
[0165]
所述第一受电线圈与所述第二受电线圈以使线圈电压成为同相的方式连接，
[0166]
所述第一反馈线圈与所述第二反馈线圈以使极性为反向的方式磁耦合，
[0167]
所述移相滤波器还包括与所述初级侧控制线圈和所述第二反馈线圈并联连接的电容器。
[0168]
(4)根据(1)所记载的输出稳定化电路，其中，
[0169]
所述次级侧电路还具有：
[0170]
第一受电线圈，其与所述第一送电线圈一起构成变压器；以及
[0171]
第二受电线圈，其与所述第二送电线圈一起构成变压器，
[0172]
所述第一受电线圈与所述第二受电线圈以使线圈电压成为同相的方式连接，
[0173]
所述第一反馈线圈与所述第二反馈线圈以使极性为同向的方式磁耦合，
[0174]
所述移相滤波器还包括电容器，
[0175]
所述初级侧控制线圈与所述移相滤波器的所述电容器和所述第二反馈线圈并联连接。
[0176]
(5)一种直流-直流转换器电路，包括根据(1)至(4)中的任一项所记载的输出稳定化电路，其中，
[0177]
所述次级侧电路具有：
[0178]
第一受电线圈，其与所述第一送电线圈一起构成变压器；
[0179]
第二受电线圈，其与所述第二送电线圈一起构成变压器；以及
[0180]
直流转换电路，其将在所述第一受电线圈和所述第二受电线圈中产生的交流电压转换为直流电压。
[0181]
本技术主张以2021年3月24日申请的日本技术(特愿2021-49647)为基础的优先权，并将其公开的全部内容并入本技术。