进行临界模式方式的功率因数改善电路的数字控制的集成电路和方法与流程

1.本发明涉及在将交流输入电压转换为直流输出电压并输出的进行临界模式方式的功率因数改善电路的数字控制的集成电路中、对各种检测信号进行模拟/数字转换的a/d转换器。


背景技术：

2.在lcdtv、oledtv等家电产品中，作为从交流输入电源生成稳定的输出电压的单元，使用功率因数改善电路(pfc)以及dc/dc转换器。特别是，在功率因数改善电路中，出于品质的稳定化、低价格化或小型化的目的，采用数字控制。因此，为了将输出电压和开关电流等模拟信号转换为数字信号而采用a/d转换器。
3.一般而言，a/d转换器的采样频率是固定频率。与此相对，在图8所示的临界模式方式的功率因数改善电路(pfc)中，如图9的电抗器电流il1所示，振荡频率根据输入电压而发生变化，此外，还根据负载功率的大小而发生变化。因此，在考虑了临界模式方式的功率因数改善电路的数字控制的情况下，至少需要对电抗器电流信号和输出电压信号进行模拟/数字转换的a/d转换器，但采样必须与开关频率同步地进行。此外，功率因数改善电路(pfc)的输出电压为大约400v的高电压，并且从节能限制出发，需要抑制检测电路的损耗。因此，由于检测电路成为高阻抗，因此当上述的采样频率变动为高频率时，存在检测精度下降的问题。即，图8所示的临界模式方式的功率因数改善电路(pfc)的样本&保持电路(以下称作s&h电路)s/h的检测电路是由r1、r2构成的高电阻值。如图10所示，当采样频率变高时，根据与后级的s/h电路的时间常数的关系，对未充分地对电容器c3、c4充电的值进行模拟/数字转换，与采样频率较低的情况相比，检测值vc4变低。其结果，如图11所示，随着采样频率升高，产生功率因数改善电路(pfc)的输出电压比设定电压上升的问题。
4.在此，虽然不是限定于功率因数改善电路的a/d转换器，但在专利文献1中公开了使采样率变化的a/d转换器。
5.图12是专利文献1所公开的a/d转换器的非线性校正系统，包括系数存储器、系数转换电路以及校正电路。系数存储器以用于以最初的采样率校正a/d转换器的非线性的系数的最初的组来进行编码。系数转换电路与系数存储器耦合。系数转换电路构成为生成用于以不同的采样率校正a/d转换器的非线性的系数的第2组。校正电路构成为在a/d转换器以不同的采样率进行工作时，为了校正a/d转换器的输出的非线性而应用系数的第2组。
6.专利文献1：us9935645公报
7.根据专利文献1，公开了以2个不同的采样率校正a/d转换器的输出的非线性。
8.但是，用于对每一个切换运算2次的采样率的控制电路、例如cpu的处理能力需要高性能并且处理性能较快的昂贵的控制电路。
9.特别是，在lcd/oled的大型tv等功率因数改善电路中采用的情况下，上述的a/d转换器以及控制电路较昂贵。


技术实现要素：

10.鉴于上述问题，本公开的一个实施方式的课题在于在临界模式的功率因数改善电路的数字控制中、以简单的线性校正提供针对a/d转换器的采样频率的校正值的计算。
11.为了解决上述课题，一种进行临界模式方式的功率因数改善电路的数字控制的集成电路，其特征在于，所述集成电路具有：所述临界模式方式的功率因数改善电路的输出电压检测部及开关电流检测部；对所述输出电压检测部及开关电流检测部的输出信号进行模拟/数字转换的a/d转换器及s/h电路，所述a/d转换器及s/h电路的采样频率与可变的开关频率同步；运算器，其基于所述a/d转换器的输出信号进行运算，生成对所述临界模式方式的功率因数改善电路的开关元件进行导通/断开的脉冲信号；校正值计算部，其根据所述临界模式方式的功率因数改善电路的开关频率，针对所述a/d转换器的输出信号进行采样频率的校正值的线性校正；以及加法器，其将所述校正值计算部的校正值与所述运算器的输入信号相加。
12.根据本发明，能够减小进行临界模式方式的功率因数改善电路的数字控制的集成电路的a/d转换器外围电路的规模。此外，对采样频率的频带(band)进行分割，利用线性校正式计算分割后的每个频带的校正值，由此，能够通过简单的运算提高a/d转换器的输出信号的精度。此外，通过线性校正式计算校正值，能够使用通用的运算器(cpu)而无需使用高速且昂贵的运算器(cpu)。
附图说明
13.图1是示出本发明实施方式的进行临界模式方式的数字控制的功率因数改善电路的结构图。
14.图2是示出图1所示的功率因数改善电路中的工作频率和各部分的工作电压波形的示意图。
15.图3示出与图1所示的功率因数改善电路的输出电压vout相应的分压信号即电容器c3的电压电容器c3的电压vc3。
16.图4的(a)示出简化从图1中挑选出的输出电压检测电路而得到的等效电路，图4的(b)示出从图1中挑选出的输出电压检测电路。
17.图5是本发明实施方式中的电容器电压vc和采样周期的特性图。
18.图6是示出相对于采样周期的电容器c3的端子电压vc3的理论值、以及基于测量值置换该理论值而得到的直线c+b/f的特性图。
19.图7是将采样频率分割为多个区域，并按照各个区域基于测量值将电容器c3的端子电压vc3的理论值置换为图6所示的直线c+b/f的一例。
20.图8是示出现有技术的电路结构图。
21.图9是示出图8所示的现有技术的控制中的工作原理的图。
22.图10是示出图8所示的现有技术的一般的a/d转换器的工作波形的图。
23.图11是示出使用了图8所示的现有技术的一般的a/d转换器的控制中的课题的图。
24.图12是专利文献1的a/d转换器的块结构图。
25.标号说明
26.1、10：临界模式的功率因数改善电路(pfc)；2、20：集成电路；ac：交流输入电源；a/
d：ad转换器；c1、c3、c4：电容器；c2：输出平滑电容器；ca：运算器；cm：校正值计算部；d1：二极管；q1：开关元件；r1～r3：电阻；s/h：样本&保持电路；s-sw1：选择开关；sum：加法器。
具体实施方式
27.(实施方式)
28.图1的实施方式是临界模式方式的功率因数改善电路(pfc)。临界模式方式的功率因数改善电路(pfc)对交流电源进行全波整流，利用电抗器l1和开关元件q1的串联连接电路对该交流整流电压进行切换，使电抗器l1的蓄积能量与被全波整流后的电压叠加，并经由二极管d1供给到输出平滑电容器c2，由此生成规定的输出电压(大约400v)并供给到负载。
29.此处，在商用频率的一半周期以上的期间，使开关元件q1的导通时间大致固定而进行切换。在开关元件q1断开时流过电抗器l1的电抗器电流成为零的时刻(临界点)，使开关元件q1导通。由此，如图9所示，流过交流电源的电流成为与交流电压相似的波形，能够实现功率因数改善。
30.此处，开关元件q1的导通断开控制所需的信号成为输出电压vout的信号和流过开关元件q1的漏极电流的信号。前者是为了计算用于对输出电压vout进行反馈控制的导通时间而需要的，后者是为了限制过大的电流流过开关元件q1的情况。
31.负责上述的开关元件q1的导通断开控制的是控制电路2。控制电路2由开关元件q1的栅极驱动器bf、运算器ca、校正值计算部cm、加法器sum、a/d转换器a/d、s&h电路s/h和选择开关s-sw构成。控制电路2由集成电路构成。
32.参照图1，在控制电路2中经由选择开关s-sw而与s&h电路s/h连接，该选择开关s-sw对通过电阻r1、r2和电容器c3对输出电压vout进行分压而得到的信号与检测开关元件q1的漏极电流的电阻r3的电压降信号进行切换。s&h电路s/h的输出与a/d转换器a/d连接，a/d转换器a/d的输出经由加法器sum而与运算器ca连接。加法器sum的信号由运算器ca与未图示的基准电压进行比较并运算，并从运算器ca作为脉冲信号输出，其中一方作为对开关元件q1进行驱动的脉冲信号输出到栅极驱动器bf、另一方输出到校正值计算部cm。校正值计算部cm的输出与加法器sum连接。
33.即，加法器sum对从a/d转换器a/d输出的信号与校正值计算部cm的校正信号相加，并输入至运算器ca。此时，校正值计算部cm根据从运算器ca输出的脉冲信号的频率，计算被线性校正后的校正值。
34.与图8所示的现有技术的功率因数改善电路10和本实施方式的功率因数改善电路1的不同点在于，具备校正值计算部cm、以及将由校正值计算部cm计算出的校正值(a-b/f)与a/d转换器a/d的输出信号相加的加法器sum。
35.图2是示出图1所示的本实施方式的功率因数改善电路1中的开关频率和各部分的工作电压波形的示意图。如图2所示，当临界模式方式的功率因数改善电路(pfc)的负载功率从重负载变为轻负载并且开关频率从低频率变为高频率时，由实线表示的a/d转换器a/d的输出的实际的测量值下降。此处，通过将由单点划线表示的从校正值计算部cm计算出的校正值与a/d转换器a/d的输出相加，运算器ca的输入电压被保持为恒定，临界模式方式的功率因数改善电路(pfc)1的输出电压vout能够输出恒定的电压。
36.在图2中，以示意图示出了a/d转换器a/d的输出的校正，而以下说明校正值的计算方法。
37.图3示出与图1所示的功率因数改善电路1的输出电压vout相应的分压信号即电容器c3的电压vc3。如图3所示，输出电压vout的分压信号(电容器c3的电压vc3)是与a/d转换器的采样频率、即开关频率对应地发生变化的。
38.在临界模式方式的功率因数改善电路(pfc)为重负载时的情况下，采样频率成为较低的频率，并且即将采样之前的电压vc3的值是v4，刚刚采样之后的电压vc3的值下降至v3。
39.此外，在轻负载时的情况下，采样频率成为比重负载时高的频率。此处，如图3、图10所示，伴随采样频率升高，从电阻r1向电容器c3充电的期间变短，因此，与重负载时相比，轻负载时的电容器c3的电压vc3(例如v2、v1)成为比重负载时的电容器c3的电压vc3(例如v4、v3)低的值。
40.即将采样之前的电压值是v2，刚刚采样之后的电压下降至v1。
41.此处，对采样频率和电容器c3的两端电压v1、v2、v3、v4进行考察。
42.首先，v1与v2、v3与v4的关系是
43.v1：v2＝v3：v4＝1/(c3+c4)：1/c3。
44.此处，c3、c4表示电容器c3、c4的电容值。
45.接着，考虑简化图1的输出电压检测电路而得到的等效电路。图4的(a)示出简化输出电压检测电路而得到的等效电路，图4的(b)示出挑选出图1的输出电压检测电路的图。图4的(b)的检测电路稍微复杂，因此，考虑置换为(a)的等效电路。
46.首先，图4的(a)的等效电路能够如下述的式(1)这样表示。
47.i＝(v-vc)/r
48.＝v/r-vc/r
ꢀꢀꢀꢀ
(1)
49.接着，图4的(b)的检测电路能够如下述的式(2)这样表示。
50.i＝(vout-vc)/r1-vc/r2
51.i＝vout/r1-vc/r1-vc/r2
52.i＝vout/r1-(vc/r1+vc/r2)
53.i＝vout/r1-vc*(1/r1+1/r2)
54.i＝vout/r1-vc*((r1+r2)/(r1*r2))
55.i＝(vout*r2)/(r1*r2)-vc*((r1+r2)/(r1*r2))
56.i＝(((vout*r2)/(r1+r2))*(r1+r2))/(r1*r2)-vc*(r1+r2)/(r1*r2))
ꢀꢀꢀꢀ
(2)
57.此处，当设为式(3)的条件时，
58.[数学式3]
[0059][0060]
能够与式(1)同样通过i＝v/r-vc/r表示。式(3)的r1、r2、vout全部是不发生变化的常数，因此能够置换。由此，能够将图4的(b)的检测电路转换为图4的(a)的等效电路。
[0061]
接着，考虑电路图1的瞬态特性。
[0062]
式1中的vc随时间发生变化，因此当定义为vc(t)时，成为
[0063]
i＝v/r-vc(t)/r
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)。
[0064]
此外，由于处于vc＝t*i/c的关系，因此，
[0065]
i＝c*vc/t
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0066]
此处，vc随时间发生变化，因此，
[0067]
i＝c*dvc(t)/dt
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0068]
若将式(6)应用于式(4)，则得到
[0069]
[数学式7]
[0070]
c*dvc(t)/dt＝v/r-vc(t)/r
[0071]
c*dvc(t)/dt＝(v-vc(t))/r
[0072]
c*dvc(t)/(v-vc(t))＝dt/r
[0073]
dvc(t)/((v-vc(t))/c)＝(1/r)dt
[0074]
dvc(t)/(v/c-vc(t)/c)＝(1/r)dt
[0075]
dvc(t)*(v/c-vc(t)/c)^-1＝(1/r)dt
ꢀꢀ
(7)。
[0076]
当对其进行积分时，得到
[0077]
in(v/c-vc(t)/c)＝-t/(r*c)+ink
ꢀꢀ
(8)。
[0078]
此处，ink是积分常数。当求解vc(t)时，
[0079]
[数学式9]
[0080]
v/c-vc(t)/c＝ke^(-t/(r*c))
[0081]
v-vc(t)＝kce^(-t/(r*c))
[0082]
vc(t)-v＝-kce^(-t/(r*c))
[0083]
vc(t)＝v-kce^(-t/(r*c))
ꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0084]
此处，在t＝0时，得到vc(t)＝0，因此，得到
[0085]
0＝v-kc
[0086]
k＝v/c
ꢀꢀ
(10)
[0087]
，式(9)表示为式(11)。
[0088]
[数学式11]
[0089]
vc(t)＝v-ve^(-t/(r*c))
[0090]
vc(t)＝v(1-e^(-t/(r*c)))
ꢀꢀ
(11)
[0091]
此处，若将式(3)的条件应用于式(11)，则得到式(12)。
[0092]
vc(t)＝(vout*r2/(r1+r2))*(1-e^(-t/((r1*r2)/(r1+r2))*c)))
ꢀꢀ
(12)
[0093]
当使该式(12)形成为曲线图时，得到图5的电容器电压vc和采样周期(1/采样频率)的特性图。
[0094]
这样，电容器c3的端子电压沿着采样周期(1/采样频率)发生变化。此外，初始值根据重负载时的采样周期(1/采样频率)而发生变化。由此，该曲线图也可以说是理论值。
[0095]
此处，考虑如何决定初始值(v1、t1)、(v3、t3)。
[0096]
首先，设轻负载时的采样频率为f1、重负载时的采样频率为f3。在轻负载时，需要满足
[0097]
[数学式13]
[0098][0099]
在重负载时，需要满足
[0100]
[数学式14]
[0101][0102]
因此，最终在满足这些条件的点稳定。此外，若观察图5的曲线图，则变化的比例(微分值)始终发生变化，没有相同之处，因此在一个条件下，稳定点为一处。
[0103]
接着，考虑表示稳定点的式。
[0104]
首先，在求出t时，
[0105]
[数学式15]
[0106]
vc(t)＝v(1-e^(-t/(r*c)))
ꢀꢀ
(15)
[0107]
[数学式16]
[0108]
vc(t)＝v-ve^(-t/(r*c))
[0109]
v-vc(t)＝ve^(-t/(r*c))
[0110]
1-vc(t)/v＝e^(-t/(r*c))
[0111]
in(1-vc(t)/v)＝-t/(r*c)
[0112]
in((v-vc(t))/v)＝-t/(r*c)
[0113]
in(v/(v-vc(t)))＝t/(r*c)
[0114]
r*c*in(v/(v-vc(t)))＝t
[0115]
t＝r*c*in(v/(v-vc(t)))
ꢀꢀ
(16)
[0116]
此处，定义为1/f＝δt。
[0117]
接着，求出在t变化了δt时成为a倍的va。
[0118]
根据式(16)，得到
[0119]
[数学式17]
[0120]
δt＝r*c*in(v/(v-va))-r*c*in(v/(v-ava))
[0121]
δt＝r*c*(in(v/(v-va))-in(v/(v-ava)))
[0122]
δt/r/c＝in(v/(v-va))-in(v/(v-ava)))
[0123]
δt/r/c＝in(v/(v-va)/(v/(v-ava)))
[0124]
δt/r/c＝in((v-ava)/(v-va))
ꢀꢀ
(17)
[0125]
此处，若针对va求解式(17)，则得到
[0126]
[数学式18]
[0127]
δt/r/c＝in((v-ava)/(v-va))
[0128]
e^(δt/r/c)＝(v-ava)/(v-va)
[0129]
(v-va)*e^(δt/r/c)＝v-ava
[0130]
v*e^(δt/r/c)-va*e^(δt/r/c)＝v-ava
[0131]
ava-va*e^(δt/r/c)＝v-v*e^(δt/r/c)
[0132]
va*(a-e^(δt/r/c))＝v-v*e^(δt/r/c)
[0133]
va＝(v-v*e^(δt/r/c))/(a-e^(δt/r/c))
ꢀꢀ
(18)
[0134]
由此，能够求出在t变化了δt时电容器c3的端子电压成为a倍的点的初始值va。
[0135]
此处，若为了求出点的时间初始值ta而代入到式(16)中，则得到
[0136]
ta＝r*c*ln(v/(v-(v-v*e^(
△
t/r/c))/(a-e^(
△
t/r/c))))
ꢀꢀ
(19)。
[0137]
接着，考虑本实施方式的线性校正方法。
[0138]
在本实施方式中，为了减少运算器ca的负担，将图6所示的电容器c3的端子电压的理论值置换为测量值的直线c+b/f，根据该直线c+b/f得到与该采样频率对应的校正值。
[0139]
图6的直线c+b/f成为通过轻负载时的a/d转换器a/d的测量电压即v1和重负载时的a/d转换器a/d的测量电压即v3的线。这是因为，不形成误差为正的区域，若误差为正，则输出电压变得比目标电压高，因此有可能导致部件的破损等。
[0140]
测量值c+b/f的c和b如下这样给出。
[0141]
首先，当将采样频率f置换为f＝1/
△
t时，得到
[0142]
c+b/f＝c+b*
△
t
[0143]
，基于此，得到
[0144]
b＝(v3-v1)/(
△
t3
‑△
t1)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(20)
[0145]
c＝v3-b*
△
t3
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(21)。
[0146]
当将其应用于式(18)的va＝(v-v*e^(
△
t/r/c))/(a-e^(
△
t/r/c))时，得到
[0147]
b＝(v3-v1)/(
△
t3
‑△
t1)
[0148]
＝((v-v*e^(
△
t3/r/c))/(a-e^(
△
t3/r/c))-(v-v*e^(
△
t1/r/c))/(a-e^(
△
t1/r/c)))/(
△
t3
‑△
t1)
ꢀꢀ
(22)
[0149]
c＝v3-b*
△
t3
[0150]
＝(v-v*e^(
△
t3/r/c))/(a-e^(
△
t3/r/c))-b*
△
t3
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(23)
[0151]
此处，作为条件的式(3)是
[0152]
r＝r1*r2/(r1+r2)
[0153]
v＝vout*r2/(r1+r2)。
[0154]
此外，关于校正值a-b/f的a，根据
[0155]
a＝v-c
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(24)
[0156]
，将a设为
[0157]
a＝v-c＝v-((v-v*e^(
△
t3/r/c))/(a-e^(
△
t3/r/c))-b*
△
t1)＝-v*e^(
△
t3/r/c))/(a-e^(
△
t3/r/c))+b*
△
t3
[0158]
＝-v*e^(
△
t3/r/c))/(a-e^(
△
t3/r/c))+(((v-v*e^(
△
t3/r/c))/(a-e^(
△
t3/r/c))-(v-v*e^(
△
t1/r/c))/(a-e^(
△
t1/r/c)))/(
△
t3
‑△
t1))*
△
t3
[0159]
＝-v*e^(
△
t3/r/c))/(a-e^(
△
t3/r/c))+((v-v*e^(
△
t3/r/c))/(a-e^(
△
t3/r/c))-(v-v*e^(
△
t1/r/c))/(a-e^(
△
t1/r/c)))/
△
t1
ꢀꢀ
(25)
[0160]
，能够通过式(25)来计算。
[0161]
以上，根据式(25)、式(22)，由校正值计算部计算每个采样频率的线性的校正值a-b/f。由此，利用加法器sum将校正值计算部的校正值与来自a/d转换器的信号相加，从而能够得到准确的值。
[0162]
另外，可以基于实验的实测结果求出常数，或者也可以通过模拟来导出v1、v3，并应用于校正值计算部的常数。
[0163]
另外，在图6中，理论值与直线c+b/f之间的误差较大。因此，如图7所示，将采样周期(或采样频率)分割为多个区域(或所述多个采样频率的频带)，根据对所述多个区域(或所述多个采样频率的频带)中的每一个设定的校正常数，计算校正值a-b/f，由此，能够减少误差。
[0164]
根据上述实施方式，能够减小进行临界模式方式的功率因数改善电路的数字控制的集成电路的a/d转换器外围电路的规模。
[0165]
此外，对采样频率的频带进行分割，利用线性校正式计算分割后的每个频带的校正值，由此，能够通过简单的运算提高a/d转换器的输出信号的精度。
[0166]
此外，通过线性校正式计算校正值，能够使用通用的运算器(cpu)而无需使用高速且昂贵的运算器(cpu)。以上，对本发明的实施方式进行了说明，但是上述实施方式是用于对本发明的技术思想进行具体化的例示，不将各个结构、组合等限定于上述的内容。本发明能够在不脱离宗旨的范围内以各种方式来变更并实施。
[0167]
例如，在用于进行线性校正的数学式vc＝a-b/f中，将采样频率f置换为周期t，并设为如数学式vc＝a-b
×
t那样，将由运算器进行的除法运算置换为乘法运算，能够减少运算的步骤数。
[0168]
产业上的可利用性
[0169]
综上所述，本发明的功率因数改善电路的数字控制用的集成电路优选用于临界模式方式的功率因数改善电路。因此，能够用于使用了该集成电路的lcd、oled的tv装置的电源等。