基于多谐振开关槽式电路与Buck-Boost电路的降压变换器

基于多谐振开关槽式电路与buck-boost电路的降压变换器
技术领域
1.本发明涉及直流-直流变换器领域，具体涉及一种降压dc/dc变换器。


背景技术：

2.随着大数据、云计算、物联网的发展，数据中心供电系统对高效率和高功率密度dc/dc变换器的需求日益增长。谐振开关电容变换器，实现了储能电容的软充放电，消除了传统开关电容变换器在开关瞬间存在电压电流尖峰的问题，兼具轻重量、小体积、高效率、高功率密度以及可集成等优点，在数据中心供电系统等场合中得以应用。
3.限制谐振开关电容变换器发展的问题主要有：
4.(1)输出电压和输入电压之间的变比由谐振开关电容单元级数决定，当输入电压或负载变化时，输出电压不可调。如果采用两级式结构实现调压，会牺牲变换器的效率。
5.(2)大规模生产应用中，无源器件参数存在差异，尤其是作为储能元件的电容存在容差，会导致不同谐振槽的谐振频率与开关频率不匹配，造成不良功率循环，降低变换器的效率。


技术实现要素：

6.本发明的目的是提供一种基于多谐振开关槽式电路(mrstc)与四管buck-boost电路(fsbb)的降压dc/dc变换器，该变换器保留了传统谐振开关电容变换器高功率密度、高效率的优点，能够实现输出电压的闭环控制，对无源器件参数的差异具有抗扰性。
7.为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
8.一种dc/dc降压变换器，由多谐振开关槽式电路(mrstc)与四管buck-boost电路(fsbb)输入侧串联输出侧并联构成。
9.mrstc包括4个主开关管q
1a
、q
1b
、q
2a
、q
2b
，6个同步整流开关管q
3a
、q
3b
、q
4a
、q
4b
、q
5a
、q
5b
，2个谐振电容c1和c3，2个谐振电感l1和l3，2个旁路电容c
r1
和c
r3
，以及1个钳位电容c2；
10.fsbb包括4个开关管qa、qb、qc、qd，电容cb与电感lb；
11.q
1a
的电流输入端与电压源的正极电气连接；q
1a
、q
1b
、q
2a
、q
2b
之间的电流输出端和电流输入端依次电气连接。q
3a
的电流输出端与q
3b
的电流输入端电气连接、q
3b
的电流输出端与电压源的负极电气连接；q
4b
的电流输出端与q
4a
的电流输入端电气连接、q
4a
的电流输出端与电压源的负极电气连接；q
5a
的电流输出端与q
5b
的电流输入端电气连接、q
5b
的电流输出端与电压源的负极电气连接。
12.c1的一端与q
1a
的电流输出端电气连接；c2的一端与q
1b
的电流输出端电气连接；c2的另一端与q
4a
的电流输入端电气连接；c3的一端与q
2a
的电流输出端电气连接；l1的一端与c1的另一端电气连接、l1的另一端与q
3b
的电流输入端电气连接；l3的一端与c3的另一端电气连接、l3的另一端与q
5b
的电流输入端电气连接；c
r1
的一端与q
1a
的电流输出端电气连接；c
r1
的另一端与q
3b
的电流输入端电气连接；c
r3
的一端与q
2a
的电流输出端电气连接；c
r3
的另一端与q
5b
的电流输入端电气连接。
13.cb的一端与q
2b
的电流输出端电气连接；cb的另一端与电压源的负极电气连接；电感lb的一端与qa的电流输出端电气连接；电感lb的另一端与qd的电流输入端电气连接；qa的电流输入端与q
2b
的电流输出端电气连接；qa的电流输出端与qb的电流输入端电气连接；qb的电流输出端与电压源的负极电气连接；qc的电流输出端与电压源的负极电气连接；qc的电流输入端与qd的电流输出端电气连接。
14.q
3a
、q
4b
、q
5a
的电流输入端作为mrstc的输出端；qd的电流输入端作为fsbb的输出端；q
3a
、q
4b
、q
5a
和qd的电流输入端电气连接，向负载供电。
15.谐振开关槽式电路(mrstc)中，参数设计时满足如下约束：c1与c3容值相等；c
r1
和c
r3
容值相等；l1和l3感值相等；c
r1
＜＜c1＜＜c2。记c1与l1的谐振频率为f0，
[0016][0017]q1a
、q
2a
、q
3a
、q
4a
、q
5a
同步开通或关断，q
1b
、q
2b
、q
3b
、q
4b
、q
5b
同步开通或关断，且q
1a
和q
2a
互补导通，导通占空比相同，接近50％，存在一定的死区时间td，开关频率为f
sw
，mrstc电路采用定频控制，工作在开环模式，令电压增益固定；所述mrstc电路的定频控制，需满足如下约束：f
sw
≥f0且
[0018]
fsbb中，qa与qb互补导通，占空比为d1，qc与qd互补导通，占空比为d2，通过控制占空比d1与d2，实现电压的闭环调节。fsbb采用引入输入电压前馈支路的输出电压闭环控制：先采样输出电压和电压基准作比较，送入电压调节器；再引入输入电压前馈支路，与电压调节器的输出信号叠加，然后送给pwm调制器，产生4路pwm分别供给4个开关管，控制占空比d1与d2，由此消除输入电压突变对输出电压的影响，实现输出电压的闭环调节。
[0019]
本发明的有益效果是：
[0020]
1.采用mrstc电路与fsbb电路输入串联输出并联，构建单级降压dc/dc变换器。与传统多级降压谐振开关电容器相比，可以实现输出电压闭环控制。同时，相对于可以实现电压调节的两级式架构，变换器效率更高。
[0021]
2.在串联谐振槽中引入第二个电容，在死区时间内谐振槽内剩余电流提供通路，而进一步降低到谐振槽电流有效值，降低传导损耗，进一步提升整体效率。
[0022]
3.在串联谐振槽中引入第二个电容，抑制了传统谐振开关电容变换器由于电容参数不一致导致的效率损失问题，使得变换器对电容容差具有抗扰性。对电容器件要求的降低，也便利于大规模生产，节省了电路的使用成本。
附图说明
[0023]
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
[0024]
图1是本发明的降压变换器的电路原理图；
[0025]
图2是一个传统谐振开关电容电路单元的示意图；
[0026]
图3是本发明实施例对于图2电路改进后的电路图；
[0027]
图4是图2所示电路，在电容c1标准与偏小20％情况下谐振槽电流(i
tank
)波形的比
较；
[0028]
图5是在电容c1偏小20％的情况下，图3与图2谐振槽电流(i
tank
)波形的对比；
[0029]
图6是图3所示电路，在电容c1标准与偏小20％情况下谐振槽电流(i
tank
)的波形对比；
[0030]
图7是本发明的降压变换器变换器中3∶1mrstc电路在一个开关周期内部分器件的工作波形；
[0031]
图8为本发明的降压变换器的闭环控制框图。
具体实施方式
[0032]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仪仪是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，部属于本发明保护的范围。
[0033]
本发明的目的是提供一种基于多谐振开关槽式电路(mrstc)与四管buck-boost电路(fsbb)的降压dc/dc变换器，变换器对无源器件参数的差异有抗扰性，能够电压闭环控制，满足宽输入电压范围的工作要求。
[0034]
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
[0035]
图1为本发明实施例提供变换器的电路图。由多谐振开关槽式电路(mrstc)与四管buck-boost电路(fsbb)输入侧串联输出侧并联构成。mrstc包括4个主开关管q
1a
、q
1b
、q
2a
、q
2b
，6个同步整流开关管q
3a
、q
3b
、q
4a
、q
4b
、q
5a
、q
5b
，2个谐振电容c1和c3，2个谐振电感l1和l3，2个旁路电容c
r1
和c
r3
，以及1个钳位电容c2。fsbb包括4个开关管qa、qb、qc、qd，电容cb与电感lb。
[0036]
上述器件连接方式如下：q
1a
的电流输入端与电压源的正极电气连接；q
1a
、q
1b
、q
2a
、q
2b
之间的电流输出端和电流输入端依次电气连接；q
3a
的电流输出端与q
3b
的电流输入端电气连接、q
3b
的电流输出端与电压源的负极电气连接；q
4b
的电流输出端与q
4a
的电流输入端电气连接、q
4a
的电流输出端与电压源的负极电气连接；q
5a
的电流输出端与q
5b
的电流输入端电气连接、q
5b
的电流输出端与电压源的负极电气连接；c1的一端与q
1a
的电流输出端电气连接；c3的一端与q
2a
的电流输出端电气连接；l1的一端与c1的另一端电气连接、l1的另一端与q
3b
的电流输入端电气连接；l3的一端与c3的另一端电气连接、l3的另一端与q
5b
的电流输入端电气连接；c
r1
的一端与q
1a
的电流输出端电气连接；c
r1
的另一端与q
3b
的电流输入端电气连接；c
r3
的一端与q
2a
的电流输出端电气连接；c
r3
的另一端与q
5b
的电流输入端电气连接；c2的一端与q
1b
的电流输出端电气连接；c2的另一端与q
4a
的电流输入端电气连接；cb的一端与q
2b
的电流输出端电气连接；cb的另一端与电压源的负极电气连接；qa的电流输入端与q
2b
的电流输出端电气连接；qa的电流输出端与qb的电流输入端电气连接；qb的电流输出端与电压源的负极电气连接；qc的电流输出端与电压源的负极电气连接；qc的电流输入端与qd的电流输出端电气连接；电感lb的一端与qa的电流输出端电气连接；电感lb的另一端与qd的电流输入端电气连接；q
3a
、q
4b
、q
5a
的电流输入端作为mrstc的输出端；qd的电流输入端作为fsbb的输出端；q
3a
、q
4b
、q
5a
和qd的电流输入端电气连接，向负载供电。
[0037]
本实施例中，多谐振开关槽式电路(mrstc)定频率工作，具有固定电压变比3∶1，充
当高效的直流变压器。通过四管buck-boost电路，使变换器输出电压可调。四管buck-boost电路中，qa与qb互补导通，占空比为d1，qc与qd互补导通，占空比为d2，由此可得到整个变换器的电压增益m为：
[0038][0039]
其中，d1与d2限制在(0.2～0.8)，变换器的电压增益m为(0.14～0.31)。当额定输出电压为12v时，输入电压范围为36v至85v，可以实现输入电压宽范围的工作要求。
[0040]
图2至图6，是对图1实施例的进一步说明，解释了本发明实施例中的变换器，如何改善由无源器件(尤其是电容)参数的差异所带来的效率损失问题。
[0041]
图2为传统谐振开关电容电路的一个单元示意图。其中，q1、q3同步开通或关断，q2、q4同步开通或关断，且q1和q2互补导通，导通占空比相同，接近50％，存在一定的死区时间。电感l1与电容c1串联，构成串联谐振腔，本发明中命名为tank a。导通时间内，l1使得c1实现了软充放电，谐振频率(f0)为
[0042][0043]
当开关频率(f
sw
)与谐振频率(f0)一致时，谐振槽电流(i
tank
)变为正弦曲线，所有开关管实现零电流关断，能量传递具有极高效率。谐振槽电流(i
tank
)可以经过整流作为直流输出电流(i0)。所以：|i
tank
|
ave
＝i0，其中i0为输出电流平均值。
[0044]
考虑大规模生产，以及长期运行下电容容值衰减的情况，电容器件的参数不能保证开关频率(f
sw
)与谐振频率(f0)一定匹配，考虑最恶劣工况，电容c1甚至偏小20％。图4展示图2所示电路的谐振槽电流(i
tank
)，在电容c1标准与偏小20％情况下波形的比较，可见，容值偏小会造成开关频率(f
sw
)小于谐振频率(f0)，谐振槽电流(i
tank
)会在开关管关断前反向，导致开关管失去零电流关断，变换器内部出现循环功率，导通损耗会增加，变换器效率会因此降低。
[0045]
图3为对于图2电路的改进，将一个电容cr(cr＜＜c1)与原有的谐振槽并联放置，构建新谐振槽，本发明中命名为tank b。令电路工作在开关频率(f
sw
)高于谐振频率(f0)的条件下，且死区时间td满足则cr可以在死区时间td内时提供电流导通路径，帮助电感内剩余电流在下个开通时间之前完成反向，重塑谐振槽电流(i
tank
)波形，从而实现电路对无源器件参数差异的抗扰作用。
[0046]
图5展示了电容c1偏小20％的情况下，图3与图2所示电路的谐振槽电流(i
tank
)波形的对比。可见，由于电容cr的提供的电流通路，图3所示电路的谐振槽电流(i
tank
)没有在开关管关断前反向，其峰值与有效值进一步得到降低，从而减少了传导损耗。
[0047]
图6展示了图3所示电路的谐振槽电流(i
tank
)，(f
sw
＝1.2f0)电容c1标准与偏小20％情况下的波形比较。与图4相比，电容c1偏小20％情况下，谐振槽电流(i
tank
)的改变很小，换而言之，电容cr与原有的谐振槽并联以后，电容c1的容值大小对谐振槽电流(i
tank
)的影响被大幅降低了。以输出电流平均值为基准i0，将谐振槽电流(i
tank
)的有效值标幺化，作为衡量变换器对无源器件参数差异抗扰性的评价指标。由图6可见，tank b电路中，在电容c1较标准值偏小20％后，谐振槽电流(i
tank
)的标幺值从1.05增加到1.07，对于变换器效率的影响可忽略不计。与图4相比，验证了在电容c1偏小20％情况下，tank b相较于tank a更优越。
[0048]
在本发明实施例(即图1)所示电路中的变压比3∶1多谐振开关槽式电路(mrstc)中，f
sw
＝1.2f0；c1与c3容值相等；c
r1
和c
r3
容值相等；l1和l3感值相等；且c
r1
＜＜c1＜＜c2。图7展示了该电路在一个开关周期内的部分工作波形，包含开关信号，第一个谐振槽中电容c1、电感l1与电容c
ri
的电流波形，以及电容c
ri
的电压波形。由图7可见，在开关导通时间内，电容c1与电感l1谐振，实现能量的传递。尽管电感l1与电容c
r1
也在谐振，由于c
r1
＜＜c1，电感l1与电容c
r1
的谐振频率远远高于电容c1与电感l1的谐振频率，且能量很小，波形上无法体现。死区时间td内，开关管关断，电容c1与电感l1的剩余电流流经c
r1
，电压v
cr1
才有明显变化。通过c
r1
使得谐振槽电流(i
tank
)更接近方波，由于峰值与有效值的降低，传导损耗与电感磁芯损耗都得到降低，变换器的效率有所提升。第二个谐振槽中电容c3、电感l3与电容c
r3
的电流波形，以及电容c
r1
的电压波形，同第一个谐振槽的器件波形类似，不再赘述。
[0049]
本发明中所述基于多谐振开关槽式电路(mrstc)与四管buck-boost电路(fsbb)的降压dc/dc变换器采用输入电压前馈控制，控制框图如图8所示，其中，hv(s)和g
vc
(s)分别为输出电压的反馈系数及电压闭环补偿系数，gm(s)为脉宽部分调制函数。为了抵消输入电压对输出电压的影响，在输出电压闭环控制中引入输入电压前馈支路，取-g
vi
(s)/gm(s)g
vd
(s)倍的输入电压，与电压调节器输出的信号叠加，然后送给脉宽调制环节gm(s)，进而产生pwm信号，驱动开关管。变换器得以在输入电压突变的工况下，具有良好的动态响应。
[0050]
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。