一种四管Buck-Boost变换器的调制方法

一种四管buck-boost变换器的调制方法
技术领域
1.本发明涉及一种新型四管buck-boost变换器的调制方式，可以实现四管buck-boost变换器在多模式工作状态下模式间的平滑切换，属于电能变换领域。


背景技术：

2.在能够同时实现升降压变换的电路之中，四管buck-boost电路只需要一个电感，且输入、输出极性相同，并且更多的开关管意味着控制上更高的自由度，因此其在实际应用中具有更多优势。为提高四管buck-boost变换器的效率，往往采取多模式切换的工作方式，即在降压模式下类似于buck变换器；在升压模式下类似于boost变换器；中间的升降压模式则类似于buck/boost变换器。而电路中第一开关管与第四开关管同时开通的时间越长，能够直接传输的功率就越多，变换器的效率也就越高。而第一开关管与第三开关管同时开通buck/boost工作模式则完全不存在直接功率通路，尽管这一模式下能够实现宽范围的升降压变换，但变换器的效率并不高。
3.虽然多模式的效率表现要显著优于单模式控制方式，但是变换器模式的切换可能意味着其稳态工作点的变化，进而导致变换器的输出出现波动。此外在多模式的工作方式下存在开关管占空比接近0或者1的情形，这会导致开关管不能正常导通或是关断，进而出现脉冲丢失的现象。因此，解决多模式控制下的四管buck-boost变换器在模式切换过程中的平滑过渡问题就有着较大的意义。


技术实现要素：

4.本发明为实现四管buck-boost变换器不同模式间的平滑切换，减小切换过程中电压纹波大小，保证变换器在全输入电压范围内的稳定工作，提供一种四管buck-boost变换器的调制方法。
5.为了达到以上目的，本发明的具体技术方案如下：
6.一种四管buck-boost变换器的调制方法，包括以下步骤：
7.1)采样变换器输出电压vo，与参考电压v
ref
比较后进行pid运算，得到变换器的控制信号d
ctrl
；
8.2)根据控制信号d
ctrl
值所在区间，确定变换器的工作模式，并根据工作模式给定变换器的调制方式；
9.当d
ctrl
《1-δd/2时，变换器处于降压模式；当d
ctrl
》1+δd/2时，变换器处于升压模式；当1-δd/2≤d
ctrl
≤1+δd/2时，变换器处于升降压模式；δd为升降压模式的宽度；
10.a)当d
ctrl
《1-δd/2，变换器处于降压模式时，变换器以模拟传统的buck变换器的方式工作，输出电压主要由变换器buck部分进行控制，给定boost部分的占空比为0，即：
[0011][0012]
其中d1表示buck部分的占空比，其最大值记为d
max
；d2表示boost部分的占空比；其
最小值记为d
min
；
[0013]
b)当d
ctrl
》1+δd/2，变换器处于升压模式时，变换器以模拟传统的boost变换器的方式工作，输出电压主要由变换器boost部分进行控制，给定buck部分的占空比d1为1，即：
[0014][0015]
c)当1-δd/2≤d
ctrl
≤1+δd/2，变换器处于升降压模式时，变换器以buck/boost混合模式进行工作，buck部分与boost部分协同工作；
[0016]
当控制信号在1-δd/2≤d
ctrl
《1时，变换器处于升降压模式，进行降压变换，与降压模式不同的是，boost部分的占空比d2调至d
min
，并对buck部分的占空比d1进行补偿：
[0017][0018]
当控制信号在1≤d
ctrl
《1+δd/2时，变换器处于升降压模式，进行升压变换，与升压模式不同的是，boost部分的占空比d1调至d
max
，并对boost部分的占空比d2进行补偿：
[0019][0020]
4)产生的buck部分的占空比d1和boost部分的占空比d2输出给驱动电路，由驱动电路产生控制开关管的pwm信号。
[0021]
进一步发，步骤4)中采用交错双沿调制方法，将buck部分的占空比d1与boost部分的占空比d2，分别与三角载波一起输入比较器，且两部分载波之间存在着180
°
的相位差，最终产生控制开关管的pwm信号。
[0022]
进一步地，开关管最小占空比d
min
＝t
on_min
/t，t为开关周期，t
on_min
为最小导通时间。
[0023]
进一步地，开关管最大占空比d
max
＝t
on_max
/t，t
off_min
为最小关断时间。
[0024]
进一步地，升降压模式宽度取δd＝2*max{d
min
,1-d
max
}。
[0025]
本发明的四管buck-boost变换器的调制方法，主要包括升降压变换器模式切换过程中的占空比补偿方法、双沿交错的占空比调制策略，可以实现四管buck-boost变换器在不同模式间的平滑切换。目前的四管buck-boost变换器调制策略为提高提高变换效率，往往在升、降压不同工况下采用不同的工作模式。而在一些对于输出电压稳定性要求较高的场合，模式的切换可能会导致输出电压出现波动。本发明提出的调制方法适用于输入电压变换范围较宽的场合，解决了多模式四管buck-boost变换器模式切换的稳定性问题。
[0026]
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
[0027]
本发明考虑了功率开关器件的非理想特性，设计了多模式的工作方式，以及不同模式的判断方法。当四管buck-boost变换器以多模式切换方式工作时，会出现占空比接近0或1的工作状态。可能会出现脉冲丢失的情况，这就会导致变换器在模式切换的过程中出现输出不稳定的现象。为了主动避免这种情况，本发明提出了一种占空比补偿策略，能够在模式切换时避免占空比过大或是过小的工作状态。
[0028]
通过上述设计，避免了开关管处于占空比接近0或1的工作状态。在此基础之上，形
成占空比的所使用的载波不同于传统的锯齿形，而是两个有着180度相差的三角载波。由于开关变换器在稳定工作过程中电感电流保持伏秒积平衡，即在一个周期内起始位置电感电流应该是相同的。
[0029]
在本发明提出的交错双沿调制策略之下，在一个周期的起始位置处的电感电流的值恰好等于电感电流的平均值。随着模式的切换，虽然电感电流的形状发生了变化，但是模式切换后的电感电流值仍是负载电流的大小。因此交错双沿调制策略下的模式切换过程在稳定性上有更强的优势。
附图说明
[0030]
图1是四管buck-boost变换器及其控制环节的示意图；
[0031]
图2是脉冲丢失现象的成因说明图；
[0032]
图3是补偿过后的变换器全增益范围占空比变化情况；
[0033]
图4是双后沿调制方法形成占空比的示意图；
[0034]
图5是交错双沿调制方法形成占空比的示意图；
[0035]
图6是双后沿调制方法下模式切换过程中的电感电流变化情况；
[0036]
图7是交错双沿调制方法下模式切换过程中的电感电流变化情况；
[0037]
图8传统双模式切换调制方式下的切换过程输出电压波动仿真波形；
[0038]
图9采用补偿措施后的模式切换过程中的输出电压波动仿真波形；
[0039]
图10传统双模式切换调制方式下的切换过程输出电压波动实验波形；
[0040]
图11采用补偿措施后的模式切换过程中的输出电压波动实验波形；
[0041]
图12传统双模式切换调制方式下开关管无法稳定开通的实验波形；
[0042]
图13采取补偿措施后开关管能够稳定开通的波形；
[0043]
图14传统的双前沿载波下模式切换过程电感电流实验波形；
[0044]
图15所提出的交错双沿载波下模式切换过程电感电流实验波形。
具体实施方式
[0045]
下面结合附图以及具体实施例对本发明进行详细说明。
[0046]
实施例一：
[0047]
本发明四管buck-boost变换器的调制方法，包括以下步骤：
[0048]
由于本方法中的四管buck-boost变换器工作在多模式切换的状态下，工作模式主要分为三个：升压模式，升降压模式以及降压模式。
[0049]
这里升降压模式的宽度记为δd，将控制器输出的控制信号记为d
ctrl
。假设电感左侧部分为buck部分，其占空比记为d1，将其最大值记为d
max
；电感右侧部分为boost部分，其占空比记为d2，将其最小值记为d
min
。这里的δd、d
max
、d
min
需要根据实际情况进行选取，需要考虑开关频率以及选区的开关管特性，记开关频率为f
sw
，则开关周期t＝1/f
sw
，查询开关管的技术手册可以得到开关管的最小导通时间t
on_min
，则最小占空比d
min
＝t
on_min
/t；同样通过开关管的最小关断时间t
off_min
，得到最大占空比d
max
＝t
on_max
/t；升降压模式宽度取δd＝2*max{d
min
,1-d
max
}。
[0050]
步骤1：对变换器的输出电压进行采样，然后将采样电压vo与参考电压v
ref
相减送
入pid控制器，通过pid控制后得到控制信号d
ctrl
；
[0051]
步骤2：先确定不同模式之间判断的依据后，进而判断变换器的工作模式。三种模式的判断依据如下：
[0052]
当d
ctrl
《1-δd/2时，变换器处于降压模式；
[0053]
当d
ctrl
》1+δd/2时，变换器处于升压模式；
[0054]
当1-δd/2≤d
ctrl
≤1+δd/2时，变换器处于升降压模式。
[0055]
步骤3：在确定了变换器的工作模式之后，下面分情况给出不同模式下的调制方法：
[0056]
a)在降压模式下，即d
ctrl
《1-δd/2时，变换器以模拟传统的buck变换器的方式进行工作，输出电压主要由变换器buck部分进行控制，给定boost部分的占空比为0，即：
[0057][0058]
则此时变换器的增益：
[0059][0060]
b)在升压模式下，即控制信号d
ctrl
》1+δd/2时，变换器以模拟传统的boost变换器的方式进行工作，输出电压主要由变换器boost部分进行控制，给定buck部分的占空比为1，即：
[0061][0062]
则此时变换器的增益为：
[0063][0064]
为了避免脉冲丢失现象，上述两种工作模式的占空比大小存在限制，即d1《d
max
，d2》d
min
。因此上述两种模式的变换器增益都无法达到1，需要加入一个过度的升降压模式。
[0065]
c)在升降压模式下，变换器则以buck/boost混合模式进行工作，buck与boost部分协同工作，控制输出电压。为了保证变换器模式切换过程中的输出电压稳定，需要在模式切换的过程中保持增益的稳定。
[0066]
在1-δd/2≤d
ctrl
《1区间，当控制信号d
ctrl
达到1-δd/2时，变换器在降压模式与升降压模式之间切换，这个过程中boost部分的占空比d2由0变到d
min
，于此同时为了保持变换器增益不变，需要在buck部分上乘上一个补偿系数(1-d
min
)，这个过程就是
[0067][0068]
可以看到模式切换后，变换器的增益并未发生突变，即：
[0069][0070]
在1≤d
ctrl
《1+δd/2区间，当控制信号d
ctrl
达到1+δd/2时，变换器在升压模式与升降压模式之间切换，buck部分的占空比d1由1变到d
max
，同样的对boost部分的占空比进行补
偿：
[0071][0072]
这样，变换器的增益也不会发生突变，如下：
[0073][0074]
通过上述步骤，就可以得到一个在全增益范围内，在上述三种模式下变换器增益保持不变，变换器增益始终连续变换的调制方式。将上述的过程总结后可以得到如下公式：
[0075][0076][0077]
步骤5：在确定了buck部分的占空比d1与boost部分的占空比d2后，通过三角波发生器产生两个有着180度相差的三角载波，分别与d1及d2进行比较后就可以产生实际控制开关管的pwm信号。
[0078]
本发明所提的四管buck-boost变换器调制方式，主要包括模式切换过程中的占空比补偿策略、交错双沿调制方法，实现四管buck-boost变换器在不同模式间的平滑切换，保持输出稳定无波动。本发明针对升降压变换器，目前的升降压变换器为了实现宽输入范围的高效率电能变换，往往采用多模式切换的方法，该方法为了模式间的平稳切换提供了一种补偿方法。
[0079]
当四管buck-boost变换器以多模式切换方式工作时，会出现占空比接近0或1的工作状态。可能会出现脉冲丢失的情况，这就会导致变换器在模式切换的过程中出现输出不稳定的现象。为了主动避免这种情况，本发明提出了一种占空比补偿策略，能够在模式切换时避免占空比过大或是过小的工作状态。
[0080]
实施例二：
[0081]
如图1所示，本发明所应用的四管buck-boost变换器拓扑。
[0082]
图中v
in
是指输入电压，vo是输出电压，v
ref
是参考电压，co为输出滤波电容，l是电感，r
load
是负载，q1～q4为开关管，电路的控制部分则包括减法器，pid控制器，模式判断以及pwm调制环节。
[0083]
图2所示为本发明的所解决的脉冲丢失现象，其中的实线是载波信号，虚线是控制
信号，可以看到当控制信号接近载波信号的上下限时，可能会无法产生所需的脉冲信号。
[0084]
本实施例中的四管buck-boost变换器开关频率为20khz，控制频率与开关频率相同，均为20khz。模式切换过程的补偿以如下方法实现。
[0085]
由于本方法中的四管buck-boost变换器工作在多模式切换的状态下，工作模式主要分为三个：升压模式，升降压模式以及降压模式。这里根据实际情况选取d
max
＝0.95，d
min
＝0.05，则δd＝0.1。于是得到的全范围的占空比取值如下：
[0086][0087][0088]
在确定了buck部分的占空比d1与boost部分的占空比d2后，通过三角波发生器产生两个有着180度相差的三角载波，分别与d1及d2进行比较后就可以产生实际控制开关管的pwm信号。
[0089]
图4与图5分别展示了传统的占空比调制方式以及本发明提出的交错双沿调制方式的载波形状以及两部分占空比的相位关系，图中的载波形状并不相同，得到的开关管q1与q3的占空比，而q2与q4的占空比分别与q1与q3互补。
[0090]
图6展示了q1与q3占空比的相位关系，与电感电流形状的关系，可以看到在模式切换瞬间传统方式下模式切换瞬间电感电流的变换情况。
[0091]
采用了本发明所提出的交错双沿调制策略后的模式切换过程则如图7所示，电感电流的平均值并未发生变化，因而不会对输出电压产生影响。
[0092]
本发明的技术方案不局限于上述各实施例，凡采用等同替换方式得到的技术方案均落在本发明要求保护的范围内。
[0093]
为验证本发明的优越性与可行性，通过搭建仿真模型与实验样机，对本发明所提出的四管buck-boost变换器的调制控制方法进行了仿真与实验验证。
[0094]
仿真实例一：
[0095]
利用本实施例的四管buck-boost变换器的模式平滑切换方法，在plecs仿真软件上搭建了仿真模型，模拟太阳能电池板为汽车电池充电，其步骤如下：
[0096]
1)设定控制器的参考电压为12v输出，负载电阻大小为2ω，则输出功率为72w，采样与开关频率均为20khz，电感为8μh，输出电容8800μf。
[0097]
2)如图8所示，采用常规的模式切换及占空比调制策略，在输入电压变化，变换器模式切换的过程中，变换器的输出电压出现了幅值接近1v的纹波。
[0098]
3)如图9所示，采用本发明所提出的模式平滑切换方法，并且将占空比的调制改为
所提出的交错双沿调制方法，在输入电压变化，变换器模式切换的过程中，输出电压始终保持稳定。
[0099]
由仿真结果可知，采用本发明所提出的控制方法，可以保持四管buck-boost变换器在模式切换的过程中输出电压始终稳定。
[0100]
应用实例一：
[0101]
利用本实施例的四管buck-boost变换器模式平滑切换方法，通过一台800w太阳能充电其样机平台进行实验验证，其步骤如下：
[0102]
1)固定变换器的输出电压13v，并使用恒流模式电子负载作为变换器的负载。
[0103]
2)测试变换器在各个输入电压下的输出电压情况，可以发现变换器始终能够保持输出电压的稳定。
[0104]
3)若将输入电压自10v至16v连续变化，观察到变换器自升压模式切换到降压模式的过程。在采用传统的双模式切换策略时的模式切换过程如图10所示，可以看到模式切换过程中输出电压出现了较大的波动。而采取本发明提出的补偿措施下的模式切换过程则平滑无波动，输出电压始终保持稳定，如图11所示。展开波形可以发现，采用传统的双模式切换策略时的模式切换过程中，图12所示，由于驱动波形v
gs
的脉冲过短，漏-源极电压v
ds
并未降低到0v，这意味着开关管未能可靠开通，这正是影响到变换器输出稳定性的主要原因。而采取本发明提出的补偿措施下的模式切换过程中，如图13所示，开关管能够可靠地开通，漏-源极电压v
ds
未降低到0v。
[0105]
4)验证了占空比的不同调制方式对于模式切换过程的影响，图14与图15分别展示了传统的模式切换方法与加入了所提出的补偿方法后的模式切换过程的电感电流波形。可以看到在传统的双模式切换方法下，模式切换的过程中电感电流出现了大幅的波动，变换器在两种模式之间来回切换振动。而加入了所提出的补偿方法后的电感电流则实现了平滑的过渡。
[0106]
由实验结果可知，采用本发明所提的四管buck-boost变换器的模式切换程补偿方法，在输入电压变化，变换器在升、降压模式之间切换的过程中，输出电压可以始终保持稳定。