一种零电压零电流开关的全桥变换器

1.本发明涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及一种零电压零电流开 关的全桥变换器。


背景技术：

2.目前高精度电源大多数都是线性电源，线性电源的优势是很容易做到低 输出电流纹波，但是在线性电源中难免会存在效率低、散热困难、功率密度 低等问题，并且这些缺陷会随着电源功率等级的提升变得更加明显，所以对 大功率、高精度开关电源的研究是很有意义的，目前在大功率开关电源中采 用输出侧交错并联结构是降低输出电流纹波的常规方法，此外采用倍流整流 电路也可以降低输出电流纹波，以上两种方法在对应某个固定占空比时可以 有效的降低输出电流纹波，但是对于输出电压可调的开关电源占空比不可能 是固定的，在绝大多数输出电压范围内其输出电流纹波抑制效果较差，因此 研制能够有效降低输出电流纹波且输出电流纹波抑制效果不受占空比变化的 影响的变换器具有重要意义。
3.在大功率dc/dc开关电源中，移相全桥变换器由于软开关实现条件简单、 效率较高被广泛应用，常规的移相全桥变换器利用mos管的寄生电容结合移 相控制方法可实现超前臂以及滞后臂的零电压开关(zvs)，但是常规的移相 全桥变换器存在以下几个缺点：
4.1、现有的在负载电流较小时滞后臂实现软开关困难；
5.2、现有的原边在续流阶段存在环流，会降低效率；
6.3、现有的存在占空比丢失问题。
7.因此如何有效解决移相全桥变换器的上述问题具有重要意义。


技术实现要素：

8.本发明以降低移相全桥变换器输出电流纹波且改善变换器的上述三个缺 点为目标，提出了一种零电压零电流开关的全桥变换器，所采取的技术方案 如下：
9.一种零电压零电流开关的全桥变换器，包括四个原边开关管q
a-qd、副边 开关管q、原边mos管寄生体二极管d
a-dd、原边mos管寄生电容c
a-cd、 副边mos管寄生体二极管d、电容c1、电容c2、输出滤波电容c、负载电 阻r、变压器原边串联谐振电感lr、耦合电感l
1a
、耦合电感l
1b
、电感l2，其 特征在于：所述变压器原边采用全桥结构，所述变压器原副边匝数比为n，所 述变压器副边采用全波整流方式，所述变压器中心抽头连接至两个耦合电感 l
1a
和l
1b
的同名端，两个所述耦合电感l
1a
和l
1b
的匝数比为n1:n2，两个所述 耦合电感l
1a
和l
1b
的同名端之间电性连接。
10.进一步的，所述电感l2与耦合电感l
1b
之间串联，所述电容c2一端连接 至l2且另一端连接至地，所述电容c1一端连接至两个耦合电感l
1a
和l
1b
的同 名端，所述电容c1另一端连接至副边开关管q，所述副边开关管q分别与电 容c1和电容c2相连，所述副边开关管q存在反并联体二极管d。
11.进一步的，所述变压器副边上下两个抽头分别连接至整流二极管d1和 d2，所述输出滤波电容c和负载电阻r并联并且位于电路的末端。
12.进一步的，所述原边开关管q
a-qd采用mos管作为开关管。
13.进一步的，所述全桥变换器的控制方法为原边开关管q
a-qd采用移相的控 制方法，所述原边开关管qa和原边开关管qb作为超前臂，所述原边开关管 qc和原边开关管qd作为滞后臂。
14.进一步的，所述原边开关管qa和原边开关管qb的驱动波形为占空比为 50％的互补方波信号，所述原边开关管qc和原边开关管qd的驱动波形同样为 占空比为50％的互补方波信号。
15.进一步的，所述原边开关管q
a-qd同一桥臂上的两个驱动信号之间存在死 区，所述原边开关管qa的驱动信号相位超前于原边开关管qd的驱动信号。 进一步的，所述副边开关管q与原边开关管qa或qb导通时刻相同，在变压 器原边电流降为零之后且原边开关管qc和qd关断之前关闭副边开关管q，其 开关频率是原边开关管q
a-qd的两倍。
16.相比于现有技术，本发明的优点在于：
17.(1)本发明提出的零电压零电流开关的全桥变换器，在输出侧采用了耦 合电感结构可以有效地降低输出电流纹波，同时可以使输出滤波电容大大减 小。
18.(2)能够使原边开关管q
a-qb工作在零电压开关(zvs)状态，原边开 关管q
c-qd工作在零电流开关(zcs)状态，解决了原边开关管q
c-qd实现zvs 困难的问题。
19.(3)在进入续流状态时原边电流在副边电容c1和c2上电压的作用下迅 速降低至零，从而避免了原边存在环流使效率降低的问题。
20.(4)在续流时副边电容c1和c2会在副边开关管q开通时承担副边电压， 在一定程度上弥补占空比丢失问题。
附图说明
21.图1为本发明提出的全桥变换器拓扑结构；
22.图2为变换器的控制时序及主要波形图；
23.图3为输出滤波电路等效的二端口网络；
24.图4为变换器的各个工作模态图；
25.图5为变换器等效电路图；
26.图6为变换器工作时的主要电压电流仿真波形；
27.图7为原边开关管q
a-qb实现零电压开通仿真波形；
28.图8为原边开关管q
c-qd实现零电流关断仿真波形；
29.图9为电流i
l1a
，i
l1b
，i
l1a
'仿真波形。
具体实施方式
30.下面将结合本发明实施例中的附图；对本发明实施例中的技术方案进行 清楚、完整地描述；显然；所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例；而 不是全部的实施例，基于本发明中的实施例；本领域普通技术人员在没有做 出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例；都属于本发明保护的范围。
31.在本发明的描述中，需要说明的是，术语“上”、“下”、“内”、“外”、“顶/ 底端”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了 便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有 特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。 此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重 要性。
32.在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安 装”、“设置有”、“套设/接”、“连接”等，应做广义理解，例如“连接”，可以是 固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以 是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元 件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术 语在本发明中的具体含义。
33.实施例1：
34.一种零电压零电流开关的全桥变换器，包括四个原边开关管q
a-qd、副边 开关管q、原边mos管寄生体二极管d
a-dd、原边mos管寄生电容c
a-cd、 副边mos管寄生体二极管d、电容c1、电容c2、输出滤波电容c、负载电 阻r、变压器原边串联谐振电感lr、耦合电感l
1a
、耦合电感l
1b
、电感l2，其 特征在于：变压器原边采用全桥结构，变压器原副边匝数比为n，变压器副边 采用全波整流方式，变压器中心抽头连接至两个耦合电感l
1a
和l
1b
的同名端， 两个耦合电感l
1a
和l
1b
的匝数比为n1:n2，两个耦合电感l
1a
和l
1b
的同名端之 间电性连接。
35.进一步的，电感l2与耦合电感l
1b
之间串联，电容c2一端连接至l2且另 一端连接至地，电容c1一端连接至两个耦合电感l
1a
和l
1b
的同名端，电容 c1另一端连接至副边开关管q，副边开关管q分别与电容c1和电容c2相连， 副边开关管q存在反并联体二极管d。
36.进一步的，变压器副边上下两个抽头分别连接至整流二极管d1和d2，输 出滤波电容c和负载电阻r并联并且位于电路的末端。
37.进一步的，原边开关管q
a-qd采用mos管作为开关管。
38.进一步的，全桥变换器的控制方法为原边开关管q
a-qd采用移相的控制方 法，原边开关管qa和原边开关管qb作为超前臂，原边开关管qc和原边开关 管qd作为滞后臂。
39.进一步的，原边开关管qa和原边开关管qb的驱动波形为占空比为50％ 的互补方波信号，原边开关管qc和原边开关管qd的驱动波形同样为占空比为 50％的互补方波信号。
40.进一步的，原边开关管q
a-qd同一桥臂上的两个驱动信号之间存在死区， 原边开关管qa的驱动信号相位超前于原边开关管qd的驱动信号。
41.进一步的，副边开关管q与原边开关管qa或qb导通时刻相同，在变压 器原边电流降为零之后且原边开关管qc和qd关断之前关闭副边开关管q，其 开关频率是原边开关管q
a-qd的两倍。
42.实施例2：
43.下面结合附图对本发明作进一步的详细说明。
44.本发明提出的变换器拓扑结构如图1所示，具体实施方式主要包括两部 分：输出电流纹波抑制方法，全桥变换器zvzcs实现方法；具体包括以下步 骤：
45.在进行分析前先做出如下假设：输出电压视为恒定，电压大小为vo；原 边mos管q
a-qd考虑寄生体二极管以及寄生电容，副边mos管q仅考虑寄 生体二极管，其他的所有器件包括变压器、副边整流二极管、滤波电路部分 的电感和电容以及原边谐振电感均为理想器
件；原边mos管寄生电容ca和 cb大小相同，cc和cd大小相同，令ca＝cb＝c
lead
，cc＝cd＝c
lag
；变压器为理想 变压器且原副边变比为n；耦合电感l
1a
和l
1b
的匝数比为n1:n2、耦合系数为 k、互感为lm；原边开关管qa和qb所在的桥臂称为超前臂，原边开关管qc和qd所在的桥臂称为滞后臂，原边开关管qa和qb的驱动波形是占空比为50％ 的互补方波信号，原边开关管qc和qd的驱动波形同样为占空比为50％的互 补方波信号，同一桥臂上的两个驱动信号之间存在死区，原边开关管qa的驱 动信号相位超前于原边开关管qd的驱动信号，调节移相角可以调节输出电压 的大小；原边谐振电感lr远远小于副边耦合电感l
1a
；电容c2的电容值远大 于电容c1的电容值，电容c2上的电压恒定。
46.实施例3：输出电流纹波抑制方法分析
47.副边输出电流纹波抑制部分由耦合电感l
1a
和l
1b
、电感l2以及电容c2组成，为了提高对高频谐波的衰减能力，在输出端增加了一个滤波电容c， 但是该电容对电流纹波抑制不起主要作用；可以由耦合电感l
1a
和l
1b
、电感 l2以及电容c2组成一个二端口网络如图3(a)所示，图中vo为输出电压， v
cd
为耦合电感同名端对地的电压，若忽略掉开关管q开通过程中对于v
cd
的 影响则v
cd
是一个方波；在实际的电路中耦合电感存在耦合系数，设电感l
1a
和电感l
1b
的匝数比为n1:n2，设耦合系数为k，则可以计算出互感为 可以将图3(a)所示的二端口网络等效为图3(b)，即用理想 变压器(匝比为n1:n2)和互感lm来替代图3(a)中的耦合电感；再将互感 lm由图3(b)中理想变压器的原边等效至副边如图3(c)所示；等效后的互 感用lm'表示，且
48.下面结合图3(c)对电流抑制原理进行分析并且确定电感l2的取值；首 先假设电流i
l1a
纹波为零，然后再根据假设推出使电流i
l1a
纹波为零需要满足 的条件；若电流i
l1a
纹波为零，那么图3(c)中理想变压器的二次绕组上电流 纹波也为零，即不存在交流电流量；所以电流i
l1b
的交流量流过电感l2和lm'， 根据以上分析结合图3(c)可以列出以下方程：
[0049][0050][0051]
根据式(1)和式(2)可以推导出l2的值为：
[0052][0053]
假设电容c2足够大则电容电压值为定值，并且由于电感i
l1a
、i
l1b
以及l2在稳态时两端电压的平均值为零，所以电容c2的电压值大小为输出电压vo， 此时根据图3(c)对两个端口分别列写kvl方程可以得到v1＝v2，式(3) 可以进一步简化为：
[0054][0055]
根据以上分析可以得到若l2满足式(4)，即可实现电感l
1a
上的电流纹 波为零，电流i
l1a
，i
l1b
，i
l1a
'波形如图2所示，i
l1b
电流平均值为零，电流i
l1b
和电流i
l1a
'上的电流脉动量变化趋势相反，能够互相抵消，将二者相加即可得 到输出电流，输出电流即电感l
1a
上的电
流i
l1a
；因为经过耦合电感滤波网络 后电流纹波已经变得很小了(理想情况下甚至电流纹波为零)，所以输出滤 波电容c的值可以设置的较小，常规的滤波电容c大概为几百μf，但是在本 发明提出的变换器中采用几十μf的小电容即可。
[0056]
值得注意的是在图2中的t
4-t6时段，由于mos管q开通导致电容c1和 c2承担了变压器副边电压，所以会导致在t
3-t6时段内i
l1b
和i
l1a
'波形上出现了 一个小波动；但是两个小波动的变化趋势还是相反的，可以互相抵消；产生 波动的具体原因会在实施例3中进行解释。
[0057]
实施例4：全桥变换器实现zvzcs的过程分析
[0058]
变换器的控制时序以及工作波形如图2所示；变换器一个工作周期共有 18个工作模态，由于正负半个周期相对称，所以这里仅分析前9个工作模态。
[0059]
(1)模态1(t
0-t1)，原边开关管qa和qd导通，能量由原边传递至副边， 二极管d1导通二极管d2截至，mos管q的体二极管d导通；此时电路的工 作过程如图4(a)所示；根据前面电流纹波抑制方法部分的分析可知，电容 c2电压值视为恒定值，电压大小为输出电压vo；此外由于电感l
1a
远大于谐振 电感lr，并且电流纹波经过耦合电感滤波后，理想情况下输出电流纹波为0， 所以输出电流视为恒定值io；根据图4(a)可以画出此时的等效电路图如图5 (a)所示，可以发现电容c1和原边谐振电感lr发生谐振；根据等效电路图 可以得到在此模态下原边电流i
p
和电容c1两端电压v
c1
如下：
[0060][0061][0062]
式中，n是变压器原边和副边的匝数比，v
in
为输 入电压，v
c1
是电容c1两端的电压，i
p
(t0)表示t0时刻i
p
的值，v
c1
(t0)表示t0时刻v
c1
的值。
[0063]
此时电感l
1a
两端电压为变压器副边电压v
cd
与输出电压vo之差，即 v
cd-vo，根据耦合电感工作原理可知电感l
1b
两端电压为n2(v
s-vo)/n1，若电感 l2两端电压与流过的电流取关联参考方向，则电感l2两端电压值v
l2
以及流过 电感l2的电流i
l1b
如下：
[0064][0065][0066]
式中，i
l1b
(t0)表示t0时刻i
l1b
的值。
[0067]
由图4(a)可知i
l1a
＝i
l1a
'+i
l1b
，根据耦合电感电压电流关系：
[0068][0069][0070]
进而可以得到i
l1a
'为：
[0071][0072]
式中，i
l1a
(t0)表示t0时刻i
l1a
的值。
[0073]
(2)模态2(t
1-t2)，在t1时刻，电容c1和谐振电感lr的谐振过程结束， mos管q的体二极管d反向截止；此时电路的工作过程如图4(b)所示。 在此模态下，流过电感l
1a
、l
1b
、l2电流的变化规律与t
0-t1完全相同。
[0074]
(3)模态3(t
2-t3)，在t2时刻，原边开关管qa关断；此时电路的工作 过程如图4(c)所示，等效电路图如图5(b)所示；由于qa并联电容ca两 端的电压不能突变，所以qa为零电压关断；在此模态下有能量从原边传递到 副边，所以可以将副边滤波电感等效至原边，再加上电容ca和cb很小，所以t
2-t3时间极短，可以认为原边电流i
p
大小不变，所以电容ca和cb两端的电压 可以看做是线性变化的；电容ca，cb两端电压可表示为：
[0075][0076][0077]
t3时刻，v
ca
(t3)＝v
in
，v
cb
(t3)＝0。代入(13)可得：
[0078][0079]
式中i
p
(t2)表示t2时刻i
p
的值。
[0080]
(4)模态4(t
3-t4)，t3时刻，电容cb放电完成，二极管db自然导通续 流，开关管qb两端的电压为零，为零电压开通创造条件；此时变压器上原副 边电压均为0，在t
3-t4这段时间内，原边电流i
p
通过db和qd续流。此时电路 的工作过程如图4(d)所示。电感l
1a
两端电压为-vo，电感l
1b
两端电压为
ꢀ‑n2vo
/n1，电感l2两端电压值v
l2
以及流过电感l2的电流i
l1b
如下：
[0081][0082][0083]
根据耦合电感的电压电流关系可以得到i
l1a
'为：
[0084][0085]
式中，i
l1b
(t3)表示条t3时刻i
l1b
的值，i
l1a
'(t3)表示条t3时刻i
l1a
'的值。
[0086]
(5)模态5(t
4-t5)，t4时刻，开关管qb零电压开通，与此同时副边开 关管q开通；电路工作过程如图4(e)所示，等效电路图如图5(c)所示。 电容c1与谐振电感lr发生谐振，原边电流迅速下降，在t5时刻原边电流下降 至零。原边电流i
p
和电容c1两端电压v
c1
如下：
[0087]
[0088][0089]
式中，i
p
(t4)表示t4时刻i
p
的值，v
c1
(t4)表示 t4时刻v
c1
的值。
[0090]
(6)模态6(t
5-t6)，在该模态下原边电流保持为0，负载电流由电容 c1和c2提供，电容c1的电压线性下降，二极管d1，d2均截止；电路工作过 程如图4(f)所示，等效电路如图5(d)所示。
[0091]
(7)模态7(t
6-t7)，t6时刻开关管q关断，副边整流二极管d1，d2同 时导通续流，电路工作过程如图4(g)所示。
[0092]
(8)模态8(t
7-t8)，t7时刻开关管qd零电流关断，经过死区时间t
7-t8， t8时刻开关管qc零电流开通；电路工作过程如图4(h)所示.
[0093]
(9)模态9(t
8-t9)，在t
8-t9时间段内，原边电流迅速增加，但是由于原 边电流不足以匹配负载电流所以副边整流二极管d1，d2继续同时导通续流， 等效电路图如图4(i)所示；在该时段内v
ab
等于输入电压v
in
，但由于两个 整流二极管同时导通所以变压器副边电压v
cd
为零，所以会存在占空比丢失， 但是相比于传统的zvs移相全桥变换器占空比丢失更小，因为传统的移相全 桥变换器在此阶段需要使原边电流从正向减小到零然后再反向增加，但是改 进后的变换器在此阶段开始时原边电流为零，原边电流在此阶段内直接反向 增加即可；并且在t
4-t6时段内，变压器副边电压为v
c1
+vo，变压器副边电压由 c1和c2承担，这在一定程度上弥补了t
8-t9时段的占空比丢失。
[0094]
在t
4-t6时段内电感l
1a
、电感l
1b
以及电感l2上电流的变化规律与t
0-t1时 段相同；t
6-t9时段内电感l
1a
、电感l
1b
以及电感l2上电流的变化规律与t
3-t4时段相同；综合以上对各个模态的分析，可以发现在t
3-t6时段内电流i
l1b
，i
l1a
' 上会出现一个小凹槽。
[0095]
实施例5：
[0096]
为进一步详细说明本发明的正确性和可行性，结合具体实例对发明的变 换器进行仿真验证；该实例中的仿真参数为：直流输入电压v
in
为400v，功 率等级为1.5kw，开关频率为200khz。电容c1为0.2μf，c2为4.7μf，l
1a
为 40μh，l
1b
为10μh，l2为5μh，输出滤波电容c为68μf。
[0097]
图6所示为驱动信号、变压器原副边电压、变压器原边电流、电容c1两 端电压以及流过c1的电流的仿真波形；可以看到变压器原边电流在超前臂开 关管qa或qb开通后迅速下降至0，从而消除了变压器原边的环流；从变压器 副边电压波形可以看出在开关管q开通的时段内，电容c1和c2承担了变压 器副边电压，从而减轻了占空比丢失程度。
[0098]
图7为超前臂实现零电压开通波形，在驱动信号到来之前开关管两端电 压已经降为0了。
[0099]
图8为滞后臂零电流关断波形，可以看到在滞后臂开关管关断信号到来 之前流过开关管的电流为0；利用zvzcs解决了常规zvs移相全桥变换器滞 后臂实现软开关困难的问题。
[0100]
图9所示为i
l1a
，i
l1b
，i
l1a
'的波形，i
l1b
，i
l1a
'波形脉动相互抑制，二者相 加可以得
到i
l1a
，即输出电流；可以看到输出电流纹波几乎为零。从而证明了 本发明具有极低输出电流纹波的优点。
[0101]
综上，该实例证明了本发明可以很好的实现超前臂zvs滞后臂zcs，从 而解决了滞后臂实现软开关困难以及变压器原边存在环流的问题，并且当副 边开关管q开通时c1和c2承担了副边的电压，在一定程度上弥补了占空比 丢失的问题。同时该实例也证明了所发明的变换器具有极低的输出电流纹波， 在大功率、高精度开关电源领域具有良好的应用前景。
[0102]
以上所述；仅为本发明较佳的具体实施方式；但本发明的保护范围并不 局限于此；任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内；根 据本发明的技术方案及其改进构思加以等同替换或改变；都应涵盖在本发明 的保护范围内。