一种高精度高速电流比较器

管的源极；第三npn管的发射极接第二nmos管的漏极，连接点为比较器的负输入端；第 七pmos管的源极接电源，其漏极接第三nmos管的漏极、第四nmos管的漏极，第三nmos 管的栅极接第九pmos管的漏极、第一nmos管的漏极和栅极，第三nmos管的源极接地， 第四nmos管的源极接地；第九pmos管的源极接电源，其漏极接第一nmos管的栅极和 漏极，第一nmos管的源极接地；第十pmos管的源极接电源，其漏极接第十一pmos管 的源极；第十一pmos管的栅极和漏极互连，其漏极接第八pmos管的栅极，第十一pmos 管的漏极接偏置电流；第七pmos管漏极、第三nmos管漏极、第四nmos管漏极的连接 为比较器的输出端；第二nmos管的栅极接第一外部控制信号，第六pmos管的栅极接第二 外部控制信号，第四nmos管的栅极接第三外部控制信号，第一外部控制信号、第二外部控 制信号和第三外部控制信号用于将比较器的输入强制至同电位、输出强制拉至低电位，使比 较器进入禁止使能状态。
8.本发明的有益效果为：高速高精度且方便实现前沿消隐功能且结构简单，输入范围可正 可负方便多种控制模式使用。
附图说明
9.图1为本发明实施方案的典型应用电路图。
10.图2为本发明比较器电路图。
11.图3为使用本发明实施方案的升压变换器的仿真结果。
具体实施方式
12.下面结合附图对本发明进行详细的描述；
13.如图1所示，为本发明的典型应用电路示意，典型应用电路中包括第一功能模块组成的 比较器模块、第一电阻、第二电阻、第四电阻、第一nldmos管、第一外置电流源、第二 外置电流源。其中第一电阻的一端与第一外置电流源输出端、比较器正向输入端相连；第二 电阻的一端与第二外置电流源输出端、比较器反向输入端相连；第一电阻的一端与第四电阻、 第一nldmos管的源极相连；第二电阻的一端与第四电阻相连并接地。
14.如图2所示，为本发明比较器的电路结构示意图。两个相同的npn三极管流过相同的偏 置电流时，其具有相同的vbe电压，此时将q1、q2管的基极相连，q1、q2管的发射级电 压就可以用等式v(q1管发射极)+v(q1管vbe)＝v(q2管发射极)+v(q2管vbe)联系 起来。这样就能将两个电平进行比较。
15.将q1管用二极管形式连接，这样当q1管发射极电压上升时，由于q1管流过电流不变 且集电极与基极连接，其vbe不会发生改变，但基极电压会上升。而q2管的vbe电压会上 升，由于q2管流过的偏置电流未发生改变且三极管集电极电流和vbe、vce关系式为 ic＝is(1+vce/va)*exp(vbe/vt)，所以只有vce电压降低才能满足该表达式。所以当q1管发射 极电压上升时，会使q2管集电极电压降低，直至翻转，这样就完成了比较器的比较功能。 同时q1和q2管的发射极为比较器的输入。
16.在q1、q2管的发射极即输入端连接上相同阻值的电阻，以q1管发射极连接电阻的另一 端为正向输入端，q2管发射极连接电阻的另一端为负向输入端。这样就可以列出表达式v(正 向输入端)+r(q1管发射极连接电阻)*i(q1管发射极连接电阻)+v(q1管vbe)＝v(负 向输入端)+r(q2管发射极连接电阻)*i(q2管发射极连接电阻)+v(q2管vbe)，这样 通过改
变两个电阻上流过的电流大小即可以很方便地设置比较器阈值大小。
17.图2所示左边部分是比较器的偏置电流镜像模块，i
bias_in
接入外部偏置电流，经过第十 一pmos管产生一个钳位电压v
clamp
供第一功能模块使用，然后经过第十pmos电流镜镜 像后产生一个电压v
bias1
，供第一、九pmos电流镜使用并分别产生对应的镜像电流；其中 第九pmos的镜像电流经过第一nmos管产生v
bias2
供第一功能模块的第三nmos管作为 负载电流源使用。
18.如图2所示剩余部分为电流比较器部分，第一pmos管的镜像电流分别通过第一、二、 三npn管和第二、三、四、五pmos管组成的伪共源共栅电流镜后获得两股平衡的镜像电 流分别流过第二、三npn管，上述电路组成了本发明的电流比较器的第一级，第二、三npn 管为输入管，上述伪共源共栅电流镜为第一级的负载。
19.本发明的电流比较器第二级为第七pmos管为输入管的共射级电路，第三nmos作为第 二级的电流镜负载。最后输出接入后续数字逻辑电路生成pwm波。
20.本发明中由于第一级采用了伪共源共栅电流镜作为负载，具有较高的增益。同时由于第 一级接入了第一、二电阻作为源极负反馈，第三npn管电流随vin+电压的变化会更加线性， 由于三极管电流和vbe为指数关系，使得第二、三npn管的vbe在vin+电压变化时也近似 相等，上述措施使电流比较器功能实现变得更加精准。之后加入第二级共射级从而获得一个 更高的增益以满足比较器开环增益要求。
21.由于本发明中采用bjt作为输入对管，匹配性能较好，第一电阻和第二电阻一般都会做 匹配处理，并且这样也使比较器阈值的温度系数能得到补偿，第四电阻为外置的采样电阻， 具有很小的温度系数，因此可以认为比较器阈值温度系数非常低，并且具有很高的精度。
22.并且本发明中比较器工作在开环状态因而不需要稳定性补偿，第八pmos管的加入使得 其源极所连接的节点不会高于v
clamp
+vth电压，避免伪共源共栅电流镜进入线性区的同时也 加速了翻转速度，因此具有较高的带宽，能满足高开关频率dc-dc变换器的应用。
23.本发明的电流比较器的比较功能实现原理如下：假设图1、图2中电路处于平衡状态， 可以列出vin+和vin-的关系表达式：v(vin+)+r1*i(r1)+v(q2-vbe)＝v(vin-)+r2*i (r2)+v(q3-vbe)。由于第二、三npn管上流过的电流相等，vin+电压加上第一电阻上 的压降，再加上第二npn管的vbe电压，其值等于vin-的电压加上第二电阻上的压降再加 上第三npn管的vbe电压。由于第二、三、四、五pmos组成的电流镜以及第一、二、三 npn管组成的电流镜的原因，vin+与vin-上方第一、二电阻上的电流比例为2：1，第一电 阻和第二电阻的电阻比为1：2的关系，所以第一、第二电阻上压降相等。从而得到v(vin+) ＝v(vin-)为平衡条件。而通过第一、第二外置电流源输入电流可以改变第一、二电阻上的 电流从而改变电阻上的压降，通过这种方法就能设置比较器的阈值电压大小，平衡条件为v (vin+)+r1*i(r1)＝v(vin-)+r1*i(r1)，从式中可以看出设置阈值可正可负，因此 对于谷值电流模和峰值电流模dc-dc变换器都非常适用。
24.本发明的电流比较器通过引入第二、四nmos与第六pmos管通过时序信号输入可以在 需要的时候将比较器的输入强制至同电位、输出强制拉至低电位，从而对电路进行置位，使 比较器进入禁止使能状态，所以可以很方便的实现前沿消隐功能。
25.通过图3所示仿真结果可以看出采用了本发明的电流比较器的升压变换器在
500khz开 关频率下正常工作，并且在负载下阶跃时响应迅速，其阈值很精准的跟随了控制电压，并且 电感电流在下管开启瞬间的电流尖峰并未出发电流比较器的反转，电路并且很好实现了前沿 消隐功能。
26.综上所述，本发明电流比较器输入可正可负方便多种控制模式使用、可实现前沿消隐且 结构简单的同时有着较好的精度和较高的速度。