一种数字化超声波电源及其控制方法

1.本发明属于超声波电源技术领域，特别是一种数字化超声波电源及其控制方法。


背景技术：

2.功率超声技术在国内已经发展了数十年之久，超声波电源也经历了几代方案的迭代发展，但是其在技术上仍然存在很多的问题，例如体积大、成本高、转换率低等，最主要的频率跟踪技术的不完善，导致超声波电源不稳定，经常出现超声换能器机械振动输出低，甚至无输出情况。目前电源技术的几次革命性发展，已经解决了逆变电路输出不稳定的问题，这在一定程度也改善了超声波电源输出的稳定性。但是受超声换能器负载特性的影响，周边环境的变化、振动疲劳、温度提高、老化磨损等因素导致超声换能器负载参数发生变化，从而出现换能器负载的谐振频率发生漂移，此时需要超声波电源及时地调整输出频率，以便使得超声换能器始终工作在谐振频率处，才能保证最大的机械效率输出，否则容易出现失谐现象，机械振动效率大大降低。所以在超声波电源设计中，如何能准确的检测出超声换能器相位差和幅值，并快速进行频率跟踪和功率控制，对超声波电源控制系统的研究具有重要的实际意义。


技术实现要素：

3.针对上述现有技术存在的问题，本发明提出一种数字化超声波电源，采用数字化设计，相比传统全硬件结构，抗干扰性更强，能准确检测输出电流电压相位差和幅值，具有自动寻谐振频率、谐振频率自动跟踪和输出功率可调功能。
4.本发明采用如下技术方案解决上述技术问题；
5.一种数字化超声波电源，其特征在于，包括dc电源、buck可调电压电路、功放逆变电路、升压模块、驱动电路、高速adc采样电路、mcu处理器和fpga微处理器；
6.所述dc电源提供所述buck可调电压电路的输入电压，所述buck可调电压电路的输出电压输入到所述功放逆变电路，经过所述功放逆变电路逆变为超声频率交流信号再经所述升压模块升压到所需电压大小，得到所述数字化超声波电源的输出电压提供给负载；
7.所述mcu处理器控制所述buck可调电压电路的输出电压；
8.所述fpga微处理器产生交流驱动信号通过所述驱动电路驱动所述功放逆变电路工作；
9.所述高速adc采样电路分别采样所述数字化超声波电源的输出电流和输出电压发送到所述fpga微处理器；
10.mcu处理器和fpga微处理器通过spi接口连接。
11.所述buck可调电压电路采用宽范围同步降压控制器lm5116。
12.还包括保护电路，保护电路为所述控制器lm5116的使能端连接mcu处理器的一个i/o口。
13.所述mcu处理器通过自带的dac模块输出模拟信号，控制所述buck可调电压电路的
输出电压。
14.所述fpga微处理器内部的dds发生器产生交流驱动信号，经所述fpga微处理器的i/o口传输给所述驱动电路，由所述驱动电路输出去驱动所述功放逆变电路工作。
15.所述功放逆变电路的结构如下：交流驱动信号输入端a1依次串联电阻r1和隔直电容c1后连接mos管q1的栅极，mos管q1的源极和漏极间并联二极管d3，在mos管q1的源极和漏极间并联一个r2c2阻容吸收电路，r2c2阻容吸收电路为电阻r2和电容c2串联，同时mos管q1的源极接地；交流驱动信号输入端a2依次串联电阻r6和隔直电容c6后连接mos管q2的栅极，mos管q2的源极和漏极间并联二极管d4，在mos管q2的源极和漏极间并联一个r5c5阻容吸收电路，r5c5阻容吸收电路为电阻r5和电容c5串联，同时mos管q2的源极接地；在直流电压输入端v
in
串联一个共模电感l；
16.所述升压模块结构为：变压器t原边的一端连接mos管q1的漏极，另一端连接mos管q2的漏极，直流电压输入端v
in
串联一个共模电感l后连接变压器t原边的中性线；变压器t原边的一端连接二极管d1的正极，二极管d1的负极和变压器t原边的中性线之间同时并联电阻r3和电容c3；变压器t原边的另一端连接二极管d2的正极，二极管d2的负极和变压器t原边的中性线之间同时并联电阻r4和电容c4；变压器t副边输出交流电压v
out
即为所述数字化超声波电源的输出电压。
17.所述驱动电路采用ucc27324芯片。
18.所述mcu处理器还分别连接人机交互模块，所述人机交互模块采用现有的显示屏和键盘，或者采用触摸屏。
19.所述的一种数字化超声波电源的控制方法，包括以下步骤：
20.(1)、数字化超声波电源启动，fpga微处理器和mcu处理器完成初始化；
21.(2)、dc电源向所述buck可调电压电路输入直流电压，经所述buck可调电压电路调压后输入到所述功放逆变电路，fpga微处理器设定内部dds发生器的初始频率控制字，dds发生器输出交流驱动信号，经所述fpga微处理器的i/o口传输给所述驱动电路，由所述驱动电路输出去驱动所述功放逆变电路工作；所述功放逆变电路输出电压经升压模块升压到所需电压大小后输出给负载；mcu处理器分别设置输入扫频范围和目标恒电流峰值；数字化超声波电源开始工作；
22.(3)、所述高速adc采样电路分别采样所述数字化超声波电源的输出电流和输出电压发送到所述fpga微处理器，所述fpga微处理器对所采样的输出电流和输出电压分别滤波为标准正弦波，并分别计算电流电压相位差、电压频率、电压幅值和电流幅值；
23.(4)、mcu处理器在所述扫频范围内按频率间隔单位进行扫频，分别读取步骤(3)fpga微处理器的计算结果中对应于各扫频频率的电流电压相位差、电压频率、电压幅值和电流幅值；比较电压频率与所述初始频率控制字判断是否需要调整频率，如果需要调整频率则转执行步骤(5)；比较电流幅值与所述目标恒电流峰值判断是否需要调整电压，如果需要调整电压则转执行步骤(6)；否则转去执行步骤(3)；
24.(5)、mcu处理器以对应于最小电流电压相位差的扫频频率作为新的谐振频率，发送给fpga微处理器，由fpga微处理器以新的谐振频率设定dds信号发生器的频率控制字，dds信号发生器输出交流驱动信号通过驱动电路驱动功放逆变电路运行，再转执行步骤(7)；
25.(6)、mcu处理器以所述数字化超声波电源的输出电流为控制对象，采用增量式pid算法调整所述buck可调电压电路的输出电压大小，使所述数字化超声波电源的输出电流峰值恒等于目标恒电流峰值，再转执行步骤(7)；
26.(7)、在数字化超声波电源运行过程中，mcu处理器分别监控输出电压、谐振频率，如果出现所述电压幅值过高、频率失谐的异常状态，则通过i/o口输出使能指令使所述buck可调电压电路停止工作，将电源断开，来保护负载和数字化超声波电源；如果未出现异常则转去循环执行步骤(3)。
27.与现有技术相比，本发明有如下优点：
28.本发明数字化超声波电源，采用数字化设计，相比传统全硬件结构的超声波电源，抗干扰性更强，即使受负载特征影响在超声波电源输出波形畸变严重的情况之下，也能实现谐振频率误差
±
5hz的频率跟踪，输出电流误差范围小于5％的恒电流控制效果。
附图说明
29.图1是本发明数字化超声波电源的结构框图。
30.图2是图1中功放逆变电路和变压器升压模块的电路图。
31.图3是图1中驱动电路的电路图。
32.图4是本发明数字化超声波电源的控制流程图。
具体实施方式
33.如图1所示，本发明的数字化超声波电源，负载是超声换能器，为容性负载，包括dc电源、buck可调电压电路、功放逆变电路、变压器升压模块、驱动电路、高速adc采样电路、人机交互模块、mcu处理器和fpga微处理器。
34.所述dc电源提供所述buck可调电压电路的直流输入电压，mcu处理器通过自带的dac模块即数/模转换模块输出模拟信号控制所述buck可调电压电路的输出，所述buck可调电压电路将dc电源输出电压转换为0～48v可调直流电压，然后输入到所述功放逆变电路，经过功放逆变电路逆变为频率20～50khz的超声频率交流信号再由变压器升压模块升压到所需电压大小，然后输出去驱动超声换能器工作。所述fpga微处理器内部的dds发生器产生频率可调节的交流驱动信号，经所述fpga微处理器的i/o口传输给所述驱动电路，由所述驱动电路输出去驱动所述功放逆变电路工作。mcu处理器和fpga微处理器通过spi接口连接。
35.所述高速adc采样电路采用转换时间小于1us的高速adc即模拟数字转换器，分别采样数字化超声波电源输出的电压和电流，通过fpga微处理器的i/o口传输给fpga微处理器，经过fpga微处理器内部的滤波算法，分别把所采样到的电压和电流滤波为标准正弦波，并分别计算电流电压相位差、电流幅值、电压幅值和电压频率，然后将计算结果传送给mcu处理器。
36.所述buck可调电压电路采用的是宽范围同步降压控制器lm5116，该芯片适用于高输入电压或宽输入电压的环境。
37.本数字化超声波电源还包括保护电路，保护电路为所述lm5116的使能端连接mcu处理器的一个i/o口。mcu处理器根据上述fpga微处理器计算的的电流电压相位差、电流幅值、电压幅值和电压频率，进行系统异常判断，如果发现输出电压过高、或者由于负载的损
坏造成谐振频率跟踪不到、或者频率失谐等异常时，mcu处理器通过该i/o口输出使能信号给所述控制器lm5116的使能端，使所述控制器lm5116停止工作，快速切断电源，从而保护整个数字化超声波电源系统和负载。
38.所述功放逆变电路的结构如图2所示，逆变部分采用的是推挽电路，交流驱动信号输入端a1依次串联电阻r1和隔直电容c1后连接mos管q1的栅极，mos管q1的源极和漏极间并联二极管d3，在mos管q1的源极和漏极间还并联一个r2c2阻容吸收电路，r2c2阻容吸收电路为电阻r2和电容c2串联，同时mos管q1的源极接地。二极管d3可有效减少漏极尖峰电压，在mos管q1关断瞬间漏极产生的尖峰电压可以利用二极管d3的导通作用把mos管q1两端残留电压释放掉，此时电阻r2和电容c2形成回路，电容c2上的电压缓慢上升，不会对mos管q1产生过电压冲击，当mos管q1导通时电容c2上储存的能量经过电阻r2释放。同理，交流驱动信号输入端a2依次串联电阻r6和隔直电容c6后连接mos管q2的栅极，mos管q2的源极和漏极间并联二极管d4，在mos管q2的源极和漏极间还并联一个r5c5阻容吸收电路，r5c5阻容吸收电路为电阻r5和电容c5串联，同时mos管q2的源极接地。串联隔直电容c1、c6能够去除直流干扰，输入的交流驱动信号使mos管q1和mos管q2交替运行，始终为一个处于导通、另一个处于截止的状态，且导通和截止时间各占半周期。
39.在直流电压输入端v
in
串联一个共模电感l，能够抑制共模信号。为满足负载需要的电压大小，考虑到需要有预留，增加变比1:3的变压器t进行升压。变压器t原边的一端连接mos管q1的漏极，另一端连接mos管q2的漏极，直流电压输入端v
in
串联一个共模电感l后连接变压器t原边的中性线。变压器t原边的一端连接二极管d1的正极，二极管d1的负极和变压器t原边的中性线之间同时同时并联电阻r3和电容c3。同理，变压器t原边的另一端连接二极管d2的正极，二极管d2的负极和变压器t原边的中性线之间同时并联电阻r4和电容c4。变压器t副边输出交流电压v
out
，在变压器t副边的一个输出端串联一个电流采样电阻rs用于高速adc采样电路采样输出电流，同时高速adc采样电路还采样输出交流电压v
out
，将所采样的电流和电压数据分别发送到所述fpga微处理器。
40.如图3所示，所述驱动电路采用ucc27324芯片，fpga微处理器内部的dds信号发生器输出交流驱动信号，通过fpga微处理器的i/o口输出，该交流驱动信号的正半轴信号输出端p1和负半轴信号输出端p2分别对应连接ucc27324芯片的两个输入端ina和inb，ucc27324芯片的输出端outa和outb各串联一个10ω的电阻后分别对应连接交流驱动信号输入端a1和交流驱动信号输入端a2。
41.所述mcu处理器还分别连接人机交互模块，人机交互模块采用现有的显示屏和键盘，或者采用触摸屏。
42.以谐振频率为40khz、恒电流峰值为1a工作的超生换能器负载为例，本发明数字化超声波电源的控制方法，如图4所示，步骤如下：
43.(1)、数字化超声波电源启动，fpga微处理器和mcu处理器完成初始化；
44.(2)、dc电源向所述buck可调电压电路输入直流电压，经所述buck可调电压电路调压后输入到所述功放逆变电路，fpga微处理器设定内部dds发生器的初始频率控制字，dds发生器输出交流驱动信号，经所述fpga微处理器的i/o口传输给所述驱动电路，由所述驱动电路输出去驱动所述功放逆变电路工作；所述功放逆变电路输出电压经升压模块升压到所需电压大小后输出给负载；mcu处理器分别设置输入扫频范围扫频范围39～41khz和目标恒
电流峰值1a；数字化超声波电源开始工作；
45.(3)、所述高速adc采样电路分别采样所述数字化超声波电源的输出电流和输出电压发送到所述fpga微处理器，所述fpga微处理器采用内部的滤波算法对所采样的输出电流和输出电压分别滤波为标准正弦波，并分别计算电流电压相位差、电压频率、电压幅值和电流幅值；
46.(4)、mcu处理器在所述扫频范围39～41khz内按每间隔一个频率间隔单位10hz进行扫频一次，分别读取步骤(3)fpga微处理器的计算结果中对应于各扫频频率的电流电压相位差、电压频率、电压幅值和电流幅值；分别比较电压频率与初始频率控制字判断是否需要调整频率，如果需要调整频率则转执行步骤(5)；分别比较电流幅值与目标恒电流峰值判断是否需要调整电压，如果需要调整电压则转执行步骤(6)；否则转去执行步骤(3)；
47.(5)、在步骤(4)读取的结果当中，mcu处理器以对应于最小电流电压相位差的扫频频率作为新的谐振频率，发送给fpga微处理器，由fpga微处理器以该新的谐振频率设定dds信号发生器的频率控制字，dds信号发生器输出交流驱动信号通过驱动电路驱动功放逆变电路运行，再转执行步骤(7)；
48.(6)、mcu处理器以所述数字化超声波电源的输出电流为控制对象，采用增量式pid算法调整所述buck可调电压电路的输出电压大小，使所述数字化超声波电源的输出电流峰值恒等于目标恒电流峰值1a，再转执行步骤(7)；
49.(7)、mcu处理器将输出电流、输出电压、谐振频率输出到显示屏上显示，在数字化超声波电源运行过程中，mcu处理器分别监控输出电压幅值、谐振频率，如果出现电压幅值过高、频率失谐的异常状态，则通过i/o口输出使能指令停止所述buck可调电压电路工作，将电源断开，来保护负载和数字化超声波电源；如果未出现异常则转去循环执行步骤(3)。
50.所述步骤(3)fpga微处理器内部的滤波算法能适应于20～80khz带宽的频率波形，该滤波算法采用第一个一级fir滤波器对输入信号进行滤波，再输出到高通滤波器滤除直流低频信号，最后再输出到第二个一级fir滤波滤除高次谐波干扰。
51.第一个一级fir滤波器和第二个一级fir滤波器为相同的一级fir滤波器。所述高速adc采样频率为fs，matlab仿真一级fir滤波器时，通常将以fs/2进行归一化处理，一级fir滤波器需求和参数如下：
52.采样频率：fs＝10mhz。
53.通带截止频率wp：wp＝20khz。
54.阻带截止频率ws：ws＝80khz。
55.阻带最小衰减不小于：50db。
56.函数过渡带宽：0.92pi/n。
57.所述一级fir滤波器的过渡带wdelta是：
58.wdelta＝(ws-wp)
×
pi/(fs/2)＝0.012pi。
59.可计算出所述一级fir滤波器阶数n为：
60.n＝0.92pi/wdelta＝0.92pi/0.012pi＝77。
61.所以一级fir滤波器的阶数至少是77，考虑所述一级fir滤波器在fpga微处理器中的实现，fpga微处理器移位运算以2次幂为佳，最终所述一级fir滤波器选取阶数为128。
62.高通滤波器的算法公式如下：
63.y(n)＝x(n)+x(n-2)-2
×
x(n-1)
64.上式中y(n)为高通滤波器输出的第n个数值，x(n-2)、x(n-1)、x(n)分别对应为第一个一级fir滤波器滤波输出到高通滤波器的第n-2个、第n-1个、第n个数值。
65.本发明说明书中统一定义pi＝π＝3.14，n为一级fir滤波器阶数。
66.所述步骤(3)fpga微处理器计算电流电压相位差的步骤如下：
67.1)设过零点时电流i领先电压v时间分别为dt1、
…
、dtn，计算方法如下：
[0068][0069]
其中，vt1、
…
、vtn分别一一对应为电压v第1次至第n次过零点的时间，it1、
…
、itn分别一一对应为电流i第1次至第n次过零点的时间。
[0070]
2)按式(1)计算相位差总时间dt：
[0071][0072]
式(1)中，dt1、
…
、dtn和vt1、
…
、vtn及it1、
…
、itn的定义同步骤1)。
[0073]
3)按式(2)计算电流i波形周期tc:
[0074][0075]
式(2)中，设步骤2)从it1到itn的时间为一个计算周期，k表示该计算周期内的正弦波周期个数，it
2j
、it
2j-1
分别对应表示在该计算周期内电流i第2j次、第2j-1次过零点的时间。
[0076]
输出电压v波形周期也等于tc。
[0077]
4)按式(3)计算相位差角度dt_angle：
[0078][0079]
式(3)中，dt、tc、k定义同步骤1)至步骤3)。
[0080]
所述步骤(3)fpga微处理器计算输出电压的频率大小f：其中tc为电压v波形周期。
[0081]
所述步骤(3)fpga微处理器计算输出电压的幅值大小：其中u是输出电压的有效值，um是输出电压的最大值。
[0082]
所述步骤(3)fpga微处理器计算输出电流的幅值大小：其中i是输出电流的有效值，im是输出电流的最大值。
[0083]
本实施例的数字化超声波电源及其控制方法，即使受负载特征影响在超声波电源输出波形畸变严重的情况之下，也能实现谐振频率误差
±
5hz的频率跟踪，输出电流误差范围小于5％的恒电流控制效果。