一种逆变器输出电流频率自适应控制方法及系统与流程

1.本发明涉及电力系统领域，更具体地，涉及一种逆变器输出电流频率自适应控制方法及系统。


背景技术：

2.逆变器是将直流电转换为交流电的装置，在微电网和分布式发电系统中广泛应用。当逆变器的输出端接非线性负载时，非线性负载会引起逆变器输出的电感电流中含有大量的谐波成分，导致逆变器负载侧的输出质量急剧下降。因此，逆变器谐波电流的抑制研究，对提高微电网电能质量有非常重要的意义。目前多采用对逆变器输出电流进行控制，实现对谐波的抑制。
3.现有一种并网逆变器输出电流频率自适应重复控制方法，其通过设计变频率重复控制器内模、内模系数和重复控制器增益，以及对控制系统做相位超前补偿，使得重复控制器的内膜周期与电网周期一致，实现基于重复控制和pi控制器的逆变器输出电流频率控制。然而，上述基于重复控制器的控制方法仅在某一段特定的电流频率中具有较好的控制效果，频率控制范围小，对频率变化较大的逆变器电流控制效果不理想。


技术实现要素：

4.本发明为克服现有技术中对逆变器输出电流频率控制范围小，控制效果差的缺陷，提供一种逆变器输出电流频率自适应控制方法及系统。
5.为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：
6.第一个方面，本发明提出一种逆变器输出电流频率自适应控制方法，包括以下步骤：
7.对逆变器输出电流进行频率采样，得到低频段、中频段和高频段三个不同频段的逆变器输出电流；
8.设置比例-谐振控制器、重复控制器和互补对消模块，分别利用所述比例-谐振控制器对低频段的逆变器输出电流进行控制，利用所述重复控制器对中频段的逆变器输出电流进行控制，利用所述互补对消模块对高频段的逆变器输出电流进行控制，实现逆变器谐波电流抑制。
9.作为优选方案，将低频段的逆变器输出电流信号输入所述比例-谐振控制器，得到第一调制波；将中频段的逆变器输出电流信号输入所述重复控制器，得到第二调制波；将高频段的逆变器输出电流信号输入所述互补对消模块，得到第三调制波。
10.将第一调制波、第二调制波和第三调制波分别输入pwm驱动模块与载波进行比较，分别输出第一pwm信号、第二pwm信号和第三pwm信号；分别利用所述第一pwm信号、第二pwm信号和第三pwm信号驱动逆变器的逆变桥导通，抑制逆变器输出电流谐波。
11.作为优选方案，所述载波包括频率为100khz的三角波。
12.作为优选方案，将低频段的逆变器输出电流信号输入所述比例-谐振控制器，得到
第一调制波u
ref1
然后将第一调制波u
ref1
输入pwm驱动模块与载波u
ref4
进行比较，得到控制逆变桥导通的第一pwm信号；其中，比例-谐振控制器的传递函数p(s)如下所示：
[0013][0014]
其中，s为拉普拉斯算子，k
proportion
为比例增益系数，k
integral
为积分增益系数，ωc为截止角频率，ω0为系统频率。
[0015]
作为优选方案，将中频段的逆变器输出电流信号输入所述重复控制器，得到第二调制波u
ref2
然后将第二调制波u
ref2
输入pwm驱动模块与载波u
ref4
进行比较，得到控制逆变桥导通的第二pwm信号；其中，重复控制器的传递函数g
rp
(z)如下所示：
[0016][0017]
其中，n表示基波周期内的采样点数，k
rp
表示重复控制器增益，s(z)表示重复控制器的补偿环节，q(z)表示重复控制器的稳定环节。
[0018]
作为优选方案，所述重复控制器包括重复内膜、稳定环节、周期延时环节和补偿环节；
[0019]
所述重复内膜用于描述重复控制器外部信号特性，其传递函数g(s)如下所示：
[0020][0021]
其中，u(s)表示重复控制器的输出，e(s)表示重复控制器的输入，s为拉普拉斯算子，e-ls
为频域中延迟响应的表达式，l为指令信号的周期，e为自然底数；
[0022]
内膜传递函数g(s)在离散域的表达式g(z)如下所示：
[0023][0024]
所述稳定环节用于为重复内膜增加一个内模滤波器，以衰减上周期误差累积输出值；
[0025]
所述周期延时环节用于在前向通道上使控制信号延迟n拍；
[0026]
所述补偿环节s(z)包括二阶低通滤波器s(s)，用于弥补系统控制的误差，其表达式如下所示：
[0027][0028]
其中，ξ为阻尼比。
[0029]
作为优选方案，所述方法还包括：在设置重复控制器后，将所述比例-谐振控制器与所述重复控制器并联，得到并联控制器；所述并联控制器用于弥补重复控制器的周期动态延时；其中，并联控制器的传递函数φ(z)如下所示：
[0030][0031]
其中，y(z)为并联控制器的输入，r(z)为并联控制器的输出，h(z)为被控对象，即
被控制的逆变器输出电流信号。
[0032]
作为优选方案，所述将高频段的逆变器输出电流信号输入所述互补对消模块，得到第三调制波的步骤包括：
[0033]
测量位于高频段的逆变器输出电流原始信号的幅值和相位，并通过测频电路采集原始信号的频率。通过数字信号处理器和信号发生器产生与原始信号幅值、频率和相位相同的对消信号。将所述原始信号和所述对消信号输入减法器消除原始信号中的谐波干扰，减法器输出第三调制波。
[0034]
作为优选方案，所述测量原始信号的幅值，具体包括：利用前置放大电路对原始信号进行信号放大和谐波放大；将经过信号放大和谐波放大的原始信号依次输入减法器和信号包络检测器，得到原始信号的包络曲线；根据所述包络曲线，计算原始信号的幅值。
[0035]
第二个方面，本发明还提出一种逆变器输出电流频率自适应控制系统，应用于上述任一方案所述的逆变器输出电流频率自适应控制方法，包括：频率采样模块、比例-谐振控制器、重复控制器和互补对消模块；所述频率采样模块用于对逆变器输出电流进行频率采样，得到低频段、中频段和高频段三个不同频段的逆变器输出电流。
[0036]
分别利用所述比例-谐振控制器对低频段的逆变器输出电流进行控制，利用所述重复控制器对中频段的逆变器输出电流进行控制，利用所述互补对消模块对高频段的逆变器输出电流进行控制，实现逆变器谐波电流抑制。
[0037]
与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：
[0038]
(1)根据逆变器输出电流的不同频率采取不同的控制方法，进行分频段控制，具有更广的频率适应范围，更高的系统稳定性，提高了逆变器输出电流的控制效果。
[0039]
(2)采用互补对消法对高频电流信号进行控制，能够弥补由于重复控制器不能很好的跟踪高频信号的缺陷，实现正弦电信号的无静差且快速跟踪。
附图说明
[0040]
图1为实施例1中逆变器输出电流频率自适应控制方法的流程图。
[0041]
图2为实施例1中逆变器输出电流频率自适应控制方法的原理图。
[0042]
图3为实施例1中pwm驱动模块的原理图。
[0043]
图4为实施例2中并联控制器的控制框图。
[0044]
图5为实施例2中互补对消模块的原理图。
[0045]
图6为实施例3中逆变器输出电流频率自适应控制系统的架构图。
具体实施方式
[0046]
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
[0047]
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。
[0048]
实施例1
[0049]
参阅图1和图2，本实施例提出一种逆变器输出电流频率自适应控制方法，包括以下步骤：
[0050]
对逆变器输出电流进行频率采样，得到低频段、中频段和高频段三个不同频段的逆变器输出电流。
[0051]
本实施例中，低频段的逆变器输出电流频率为0～500hz；中频段的逆变器输出电流频率为500～2000hz；高频段的逆变器输出电流频率大于2000hz。
[0052]
设置比例-谐振控制器，利用所述比例-谐振控制器对低频段的逆变器输出电流进行控制。
[0053]
本实施例中，将频率为0～500hz的逆变器输出电流信号输入所述比例-谐振控制器，得到第一调制波。设置比例-谐振(proportional-resonant,pr)控制器，利用所述比例-谐振控制器对特定频率的信号放大，在特定频率点产生无穷大的增益。当环路在某一频率点的开环增益越大，那么在该特定频率点的稳态误差越小，利用这一特点可以实现对特定频率信号的无差调节，从而对低频段0-500hz的的逆变器输出电流进行控制，通过比例-谐振控制器输出得到第一调制波u
ref1
。
[0054]
设置重复控制器，利用所述重复控制器对中频段的逆变器输出电流进行控制。
[0055]
本实施例中，将频率为500～2000hz的逆变器输出电流信号输入所述重复控制器，得到第二调制波。设置重复控制器，当输入信号为周期重复的信号时，系统的静态误差衰减到零。当输入信号趋于零时，重复控制器将继续输出与上个周期相同的信号，使其可以低误差跟踪输入参考信号，利用这一特点实现对中频段500-2000hz的逆变器输出电流进行控制，通过重复控制器输出得到第二调制波u
ref2
。
[0056]
设置互补对消模块，所述互补对消模块对高频段的逆变器输出电流进行控制。
[0057]
本实施例中，将频率大于2000hz的逆变器输出电流信号输入所述互补对消模块，得到第三调制波。
[0058]
将第一调制波、第二调制波和第三调制波分别输入pwm驱动模块与载波进行比较，分别输出第一pwm信号、第二pwm信号和第三pwm信号；分别利用所述第一pwm信号、第二pwm信号和第三pwm信号驱动逆变器的逆变桥导通，抑制逆变器输出电流谐波。
[0059]
本实施例中，所述载波包括频率为100khz的三角波。
[0060]
如图3所示，图3为pwm驱动模块的原理图，本实施例中，将第一调制波、第二调制波和第三调制波输入pwm驱动模块分别与载波进行比较，输出pwm信号h1、h2、h3和h4；利用所述pwm信号驱动逆变器的逆变桥s1、s2、s3和s4导通，抑制逆变器输出电流谐波。
[0061]
根据逆变器输出电流的不同频率采取不同的控制方法，进行分频段控制，具有更广的频率适应范围，更高的系统稳定性，提高了逆变器输出电流的控制效果。采用互补对消法对高频电流信号进行控制，能够弥补由于重复控制器不能很好的跟踪高频信号的缺陷，实现正弦电信号的无静差且快速跟踪。
[0062]
实施例2
[0063]
本实施例在实施例1提出的逆变器输出电流频率自适应控制方法上作出改进。
[0064]
传统的比例-谐振控制器的传递函数p0(s)的表达式如下所示：
[0065][0066]
所述传统比例-谐振控制器在谐振频率ωc处的幅值增益最大，谐振频率ωc处的相位为0，但在特定次频率处的幅值增益相对较小。本实施例通过对比例-谐振控制器的传递函数作出改进，设计出改进的比例-谐振控制器，其表达式如下所示：
[0067][0068]
其中，s为拉普拉斯算子，k
proportion
为比例增益系数，k
integral
为积分增益系数，ωc＝2π*5hz为截止角频率，ω0为系统频率。
[0069]
相比于传递函数p0(s)，传递函数p(s)在谐振频率ωc处的幅值增益较大，相角范围更宽，能够对特定次频率信号进行更准确的跟踪。
[0070]
将低频段的逆变器输出电流信号输入所述比例-谐振控制器，得到第一调制波u
ref1
然后将第一调制波u
ref1
输入pwm驱动模块与载波u
ref4
进行比较，得到控制逆变桥导通的第一pwm信号。
[0071]
本实施例中，将中频段的逆变器输出电流信号输入所述重复控制器，得到第二调制波u
ref2
然后将第二调制波u
ref2
输入pwm驱动模块与载波u
ref4
进行比较，得到控制逆变桥导通的第二pwm信号。重复控制器的传递函数g
rp
(z)如下所示：
[0072][0073]
其中，n表示基波周期内的采样点数，即fs为采样频率，f为基波频率，k
rp
表示重复控制器增益，s(z)表示重复控制器的补偿环节，q(z)表示重复控制器的稳定环节。
[0074]
本实施例中，所述重复控制器还包括重复内膜、稳定环节、周期延时环节和补偿环节。
[0075]
对于重复内膜即为在一个闭环调节系统中，在其反馈回路中设置的一个内部模型，该内部模型能够很好地描述系统外部信号特性，通过重复内膜的作用可使重复控制器获得理想的指令跟踪特性，具有较强的扰动抑制能力，所述重复内膜的内膜传递函数g(s)如下所示：
[0076][0077]
其中，u(s)表示重复控制器的输出，e(s)表示重复控制器的输入，s为拉普拉斯算子，e-ls
为频域中延迟响应的表达式，l为指令信号的周期，当频率为基波频率整数倍时，其输出为对输入信号的逐周期累加，e为自然底数；
[0078]
内膜传递函数g(s)在离散域的表达式g(z)如下所示：
[0079][0080]
所述稳定环节用于为重复内膜增加一个内模滤波器，以衰减上周期误差累积输出值；所述稳定环节的特征方程如下所示：
[0081]
1+[p(z)+g
rp
(z)]g(z)＝0
[0082]
上式可以化简得：
[0083]
[1+p(z)g(z)][1+g
rp
(z)g
*
(z)]＝0
[0084]
其中，p(z)为比例-谐振控制器的传递函数p(s)在离散域的表达式。
[0085]
依据小增益原理，要使系统稳定则需满足以下两个条件：
①
1+p(z)g(z)＝0的特征
根在单位圆之中；
②
1+g
rp
(z)g
*
(z)＝0的特征根也在单位圆之中。
[0086]
根据李雅普诺夫稳定性理论，系统渐进稳定的约束条件为：
[0087]
|1-g(z)g
*
(z)|《1
[0088]
上式在李雅普诺夫意义下表示，在稳定的平衡状态下，时域上任意的解t
→
∞时，函数值都收敛于半径为1的球域上，就认为其渐进稳定。
[0089]
所述周期延时环节为：在前向通道上的z-n
使控制信号延迟n拍。
[0090]
所述补偿环节s(z)加在重复内膜的输出后，在重复内膜输出包含指令和扰动信号时，针对被控对象的特性来弥补系统控制的误差，本实施例采用二阶低通滤波器s(s)作为补偿环节，其表达式如下所示：
[0091][0092]
其中，ξ为阻尼比。
[0093]
由于重复控制有类似积分的作用，并具有一个周期延时。本实施例中，通过将比例-谐振控制器与重复控制器并联，得到并联控制器，弥补重复控制器动态延迟的缺陷；如图4所示，图4为并联控制器的控制框图；所述并联控制器的传递函数φ(z)如下所示：
[0094][0095]
p(z)＝k
p
[0096]
其中，y(z)为并联控制器的输入，r(z)为并联控制器的输出，h(z)为被控对象，p(z)＝k
p
为比例系数。
[0097]
本实施例中，设计互补对消模块，当逆变器输出电流频率在2000hz以上时，采取互补对消模块抑制谐波。
[0098]
本实施例所设计的互补对消模块由前置放大电路、减法器、输出信号包络检测器、测频电路、数字信号处理器和信号发生器组成，如图5所示，图5为互补对消模块的原理图，其中所述前置放大电路的输出端与所述减法器的输入端连接，所述减法器的输出端与所述输出信号包络检测器的输入端连接，所述输出信号包络检测器的输出端与所述测频电路的输入端连接，所述测频电路的输出端与所述数字信号处理器的输入端连接，所述数字信号处理器的输出端与所述信号发生器的输入端连接，所述信号发生器的输出端与所述减法器的输入端连接。互补对消技术是基于高频逆变器谐波干扰的幅值、频率及相位在短时间内变化不大的特点，产生相同参数的对消信号来进行互补对消。
[0099]
进一步地，假设在某段稳定状态下，某个落在带宽内的高频谐波原始信号的正弦电流i1(t)表示为:
[0100][0101]
其中，式中α1为初始相位。
[0102]
进一步地，通过测量这个原始正弦信号的幅值、频率和相位三个参数，就可以通过数字信号处理器和信号发生器产生与原始信号幅值、频率和相位相同的对消信号i2(t)。将原始信号和对消信号输入到减法器中，将所述原始信号和所述对消信号输入减法器消除原始信号中的谐波干扰，减法器输出第三调制波。
[0103]
进一步地，对于频率参数，通过测频电路对原始信号的频率进行测量获取。对于幅值参数，则通过放大电路测频电路的方法，通过前置放大电路对原始信号进行信号放大和谐波放大，然后将放大后的信号输入减法器进行谐波信号去除后输入信号包络检测器，得到原始信号的包络曲线；根据所述包络曲线，计算原始信号的幅值。
[0104]
对于相位参数，假设已知某个逆变器输出电流高频段(大于2000hz)谐波干扰信号的幅值和频率的参数，利用信号发生器产生同频率和同幅值而相位任意但已知的正弦信号，其表达式如下所示:
[0105][0106]
当i1(t)和i2(t)通过减法器后，减法器输出端的合成信号便可表示为:
[0107][0108]
因此减法器输出端的合成信号的角频率为ω，相位为电压幅值为
[0109]
i1(t)和i2(t)的相位差为δα＝α
1-α2，因此，合成信号的电压有效值是一个与相关的函数，即:
[0110][0111]
于是，在测得合成信号的电压有效值后，便可以通过反三角函数计算,获得i1(t)和i2(t)间的相位差：
[0112][0113][0114]
由于δα＝α
1-α2，而α2已经知道，则可知道逆变器输出电流高频段(大于2000hz)谐波干扰信号的相位α1：
[0115]
[0116]
最后，将第一调制波、第二调制波和第三调制波输入pwm驱动模块分别与载波进行比较，输出pwm信号h1、h2、h3和h4；利用所述pwm信号驱动逆变器的逆变桥s1、s2、s3和s4导通，抑制逆变器输出电流谐波。
[0117]
本发明根据逆变器输出电流的不同频率采取不同的控制方法，通过并联比例-谐振控制器和重复控制器，改进重复控制器的补偿环节，弥补了现有重复控制具有的动态响应慢的缺陷，另外，采用互补对消法对高频电流信号进行控制，能够弥补由于重复控制器不能很好的跟踪高频信号的缺陷，实现正弦电信号的无静差且快速跟踪。通过采取多种控制方法进行分频段控制，相比于现有的频率控制算法，本发明动态稳态效果更好，具有更广的频率适应范围，更高的系统稳定性，提高了逆变器输出电流的控制效果。
[0118]
实施例3
[0119]
参阅图6，本实施例提出一种逆变器输出电流频率自适应控制系统，应用于上述实施例所述的逆变器输出电流频率自适应控制方法中，包括频率采样模块、比例-谐振控制器、重复控制器和互补对消模块。
[0120]
所述频率采样模块，用于对逆变器输出电流进行频率采样，得到低频段、中频段和高频段三个不同频段的逆变器输出电流。
[0121]
本实施例中，低频段的逆变器输出电流频率为0～500hz；中频段的逆变器输出电流频率为500～2000hz；高频段的逆变器输出电流频率为大于2000hz。
[0122]
所述比例-谐振控制器用于对频率为0～500hz的逆变器输出电流进行控制，得到第一调制波。
[0123]
所述重复控制器用于对频率为500～2000hz的逆变器输出电流进行控制，得到第二调制波。
[0124]
本实施例中，通过将比例-谐振控制器与重复控制器并联，得到并联控制器，弥补重复控制器动态延迟的缺陷。
[0125]
所述设计互补对消模块，用于对频率大于2000hz的逆变器输出电流进行控制，得到第三调制波。
[0126]
本实施例中，当逆变器输出电流频率在2000hz以上时，采取互补对消法抑制谐波，互补对消技术是基于高频逆变器谐波干扰的幅值、频率及相位在短时间内变化不大的特点，产生相同参数的对消信号来进行互补对消。通过测量这个原始正弦信号的幅值、频率和相位三个参数，就可以通过信号发生器产生与原始信号幅值、频率和相位相同的对消信号。将原始信号和对消信号输入到减法器中，将所述原始信号和所述对消信号输入减法器消除原始信号中的谐波干扰，减法器输出第三调制波。
[0127]
本实施例中，控制系统还包括pwm驱动模块，将第一调制波、第二调制波和第三调制波输入pwm驱动模块分别与载波进行比较，分别输出第一pwm信号、第二pwm信号和第三pwm信号；分别利用所述第一pwm信号、第二pwm信号和第三pwm信号驱动逆变器的逆变桥导通，抑制逆变器输出电流谐波。
[0128]
附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
[0129]
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本
发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。