一种交错并联型直流变换器

1.本发明涉及光伏技术领域，尤其是一种交错并联型直流变换器。


背景技术：

2.以太阳能为代表的新能源由于其再生性和无污染性而日益普及且得到广泛应用。其中，分布式光伏发电具有投资少、能源利用率高、环境污染小等特点，在未来有非常广阔的发展前景。由于目前广泛应用的光伏组件其输出电压在18～48v(dc)，不能满足后级高压并网或逆变的较高电压等级，为此目前多采用dc-dc变换器对前级电压进行升压后再与后级负载连接，故直流变换器作为光伏系统中的重要组件，影响整个系统性能。在光伏发电应用领域，往往要求直流变换器在增益、损耗、纹波、抗干扰能力等各方面都有较优的性能，传统的boost变换器已经很难满足光伏发电应用领域的使用需求。


技术实现要素：

3.本发明人针对上述问题及技术需求，提出了一种交错并联型直流变换器，本发明的技术方案如下：
4.一种交错并联型直流变换器，在该交错并联型直流变换中，耦合电感副边绕组l
1b
的第一端连接耦合电感副边绕组l
2b
的第一端，耦合电感副边绕组l
1b
的第二端分别连接电容c1的第一端和电容c2的第一端，电容c1的第二端连接续流二极管d1的阴极和续流二极管d2的阳极，续流二极管d1的阳极连接电容c
o1
的第一端以及负载r的一端，电容c
o1
的第二端连接续流二极管d2的阴极、耦合电感副边绕组l
2b
的第二端、续流二极管d3的阳极和电容c
o2
的第一端，电容c2的第二端连接续流二极管d3的阴极和续流二极管d4的阳极，续流二极管d4的阴极连接电容c
o2
的第二端和负载r的另一端；
5.输入电源v
in
的正极连接耦合电感原边绕组l
1a
的第一端和第二开关管s2的漏极，耦合电感原边绕组l
1a
的第二端连接第一开关管s1的漏极，第二开关管s2的源极连接耦合电感原边绕组l
2a
的第一端，耦合电感原边绕组l
2a
的第二端连接第一开关管s1的源极和输入电源v
in
的负极；第一开关管s1两端跨接反并联二极管以及开关电容c
s1
，第二开关管s2两端跨接反并联二极管以及开关电容c
s2
；
6.耦合电感原边绕组l
1a
和耦合电感副边绕组l
1b
构成一组耦合电感，耦合电感原边绕组l
2a
和耦合电感副边绕组l
2b
构成另一组耦合电感；第一开关管s1和第二开关管s2的占空比相等且相差180
°
并交错。
7.其进一步的技术方案为，第一开关管s1的漏极和第二开关管s2的源极之间还连接有源钳位电路，有源钳位电路用于为两个耦合电感原边绕组的漏感的能量释放提供回路。
8.其进一步的技术方案为，有源钳位电路包括串联的钳位开关管sc和钳位电容cc，钳位开关管sc的漏极连接第二开关管s2的源极，钳位开关管sc的源极通过钳位电容cc连接第一开关管s1的漏极，钳位开关管sc的两端跨接反并联二极管；钳位开关管sc在第一开关管s1和第二开关管s2中一个开关管导通、一个开关管关断的过程中导通。
9.其进一步的技术方案为，在一个工作周期内，钳位开关管sc在第一开关管s1导通而第二开关管s2关断过程中导通，以及在第二开关管s2导通而第一开关管s1关断过程中导通，钳位开关管sc的工作频率为第一开关管s1和第二开关管s2的工作频率的两倍。
10.其进一步的技术方案为，在交错并联型直流变换器中的器件的寄生参数的作用下，电容c
o1
和电容c
o2
的电压差为0。
11.其进一步的技术方案为，交错并联型直流变换器的一个工作周期包括t0～t8时长内的前半周期和t8～t
16
时长内的后半周期，在前半周期内：t0～t1内第一开关管s1导通、第二开关管s2导通、钳位开关管sc关断，t1～t4内第一开关管s1导通、第二开关管s2关断、钳位开关管sc关断，t4～t5内第一开关管s1导通、第二开关管s2关断、钳位开关管sc导通，t5～t7内第一开关管s1导通、第二开关管s2关断、钳位开关管sc关断，t7～t8内第一开关管s1导通、第二开关管s2导通、钳位开关管sc关断；
12.在后半周期内：t8～t9内第一开关管s1导通、第二开关管s2导通、钳位开关管sc关断，t9～t
12
内第一开关管s1关断、第二开关管s2导通、钳位开关管sc关断，t
12
～t
13
内第一开关管s1关断、第二开关管s2导通、钳位开关管sc导通，t
13
～t
15
内第一开关管s1关断、第二开关管s2导通、钳位开关管sc关断，t
15
～t
16
内第一开关管s1导通、第二开关管s2导通、钳位开关管sc关断。
13.其进一步的技术方案为，钳位开关管sc在两端的反并联二极管和钳位电容cc的作用下实现零电压导通和零电压关断。
14.其进一步的技术方案为，t1时刻第二开关管s2关断后，第二开关管s2两端的开关电容c
s2
电压上升，第二开关管s2两端的电压由零开始线性上升并实现零电压关断；t5时刻耦合电感原边绕组l
2a
的漏感l
k2
与开关电容c
s2
开始谐振，开关电容c
s2
中储存的能量开始转移使得第二开关管s2两端的电压开始下降；t6时刻开关电容c
s2
放电完成且电压降至零，第二开关管s2两端的电压也为零实现零电压导通。
15.其进一步的技术方案为，t9时刻第一开关管s1关断后，第一开关管s1两端的开关电容c
s1
电压上升，第一开关管s1两端的电压由零开始线性上升并实现零电压关断；t
13
时刻耦合电感原边绕组l
1a
的漏感l
k1
与开关电容c
s1
开始谐振，开关电容c
s1
中储存的能量开始转移使得第一开关管s1两端的电压开始下降；t
14
时刻开关电容c
s1
放电完成且电压降至零，第一开关管s1两端的电压也为零实现零电压导通。
16.其进一步的技术方案为，从一个工作周期的t0时刻开始，续流二极管d1、d2、d3、d4均处于截止状态，续流二极管d1、d3从t3时刻开始导通、续流二极管d2、d4保持截止状态；续流二极管d1、d3的电流持续上升直至t5时刻开始下降且下降速率小于预定速率阈值以抑制续流二极管的反向恢复电流。
17.本发明的有益技术效果是：
18.本技术公开了一种交错并联型直流变换器，该交错并联型直流变换器的输入部分采用交错并联结构，能够更好地适应低压大电流输入、高电压输出的场合，并具有优秀的自然均流能力。输出部分采用隔离型三电平变换器电路结构，使用隔离性结构进一步提高了变换器的安全性；利用三电平变换器结构，使两个输出电容c
o1
、c
o2
之间的电压平衡完全免受输出电源、耦合电感和二极管的寄生参数的影响，故三电平变换器的两个输出电容电压具有极强的自我平衡能力，减小了输出电压的纹波，该直流变换器具有电压增益高、器件应
力低、开关损耗小、输入电流连续、电流纹波低、开关管数量少的特点，性能较优，可以适应光伏领域的应用需要。
19.该直流变换器采用软开关技术，设计开关电容与漏感谐振，实现了开关管的零电压开通和零电压关断，减小了开关损耗，提高了变换器效率。
20.该交错并联型直流变换器还设置有源钳位电路，为耦合电感漏感能量的释放提供了回路，降低开关管电压尖峰，且抑制了半导体器件的反向恢复电流，提高了变换器效率。另外设置钳位开关管工作频率为第一开关管和第二开关管的工作频率的两倍，减少了钳位开关管的数量，提高了器件利用率，减小了输入电流纹波。
21.该直流变换器设计磁芯磁通密度工作在一三象限，提高了磁芯利用率，减小了耦合电感磁芯体积。且输出电容c
o1
、c
o2
可以采用cbb电容代替电解电容，有效提高了系统使用寿命，提升了该变换器的性能，
附图说明
22.图1是一个实施例中的交错并联型直流变换器的电路结构图。
23.图2是图1所示的电路结构图的简化后的等效电路图。
24.图3是图1所示的交错并联型直流变换器在一个工作周期中的工作波形图。
25.图4是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第一模态时的电路模态示意图。
26.图5是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第二模态时的电路模态示意图。
27.图6是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第三模态时的电路模态示意图。
28.图7是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第四模态时的电路模态示意图。
29.图8是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第五模态时的电路模态示意图。
30.图9是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第六模态时的电路模态示意图。
31.图10是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第七模态时的电路模态示意图。
32.图11是基于图2结构的交错并联型直流变换器在第八模态时的电路模态示意图。
33.图12是一个实例中的输入电流i
in
的电流波形图。
34.图13是一个实例中的耦合电感原边绕组l
1a
和耦合电感原边绕组l
2a
两端的电压的电压波形图。
35.图14是耦合电感原边绕组l
1a
和耦合电感原边绕组l
2a
流过的电流i
l1
、i
l2
的电流波形图。
36.图15是电容c
o1
的电压v
co1
以及电容c
o2
的电压v
co2
的电压波形图。
37.图16的输出电压v
out
的电压波形图。
具体实施方式
38.下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。
39.本技术公开了一种交错并联型直流变换器，请参考图1，在该交错并联型直流变换中，耦合电感副边绕组l
1b
的第一端连接耦合电感副边绕组l
2b
的第一端，耦合电感副边绕组l
1b
的第二端分别连接电容c1的第一端和电容c2的第一端。电容c1的第二端连接续流二极管d1的阴极和续流二极管d2的阳极，续流二极管d1的阳极连接电容c
o1
的第一端以及负载r的一端。电容c
o1
的第二端连接续流二极管d2的阴极、耦合电感副边绕组l
2b
的第二端、续流二极管
d3的阳极和电容c
o2
的第一端。电容c2的第二端连接续流二极管d3的阴极和续流二极管d4的阳极，续流二极管d4的阴极连接电容c
o2
的第二端和负载r的另一端。
40.输入电源v
in
的正极连接耦合电感原边绕组l
1a
的第一端和第二开关管s2的漏极，耦合电感原边绕组l
1a
的第二端连接第一开关管s1的漏极，第二开关管s2的源极连接耦合电感原边绕组l
2a
的第一端，耦合电感原边绕组l
2a
的第二端连接第一开关管s1的源极和输入电源v
in
的负极。第一开关管s1两端跨接反并联二极管以及开关电容c
s1
，第二开关管s2两端跨接反并联二极管以及开关电容c
s2
。
41.耦合电感原边绕组l
1a
和耦合电感副边绕组l
1b
构成一组耦合电感，耦合电感原边绕组l
2a
和耦合电感副边绕组l
2b
构成另一组耦合电感。第一开关管s1和第二开关管s2的占空比相等且相差180
°
并交错。v
in
、l
1a
、s1及其两端的反并联二极管、c
s1
、s2及其两端的反并联二极管、c
s2
以及l
2a
构成交错并联boost结构，可以更好的适应低压大电流输入、高电压输出的场合，并具有优秀的自然均流能力。
42.在一个实施例中，第一开关管s1的漏极和第二开关管s2的源极之间还连接有源钳位电路，有源钳位电路用于为两个耦合电感原边绕组的漏感的能量释放提供回路，降低第一开关管s1和第二开关管s2的电压尖峰。具体的，有源钳位电路包括串联的钳位开关管sc和钳位电容cc，钳位开关管sc的漏极连接第二开关管s2的源极，钳位开关管sc的源极通过钳位电容cc连接第一开关管s1的漏极，钳位开关管sc的两端跨接反并联二极管。钳位开关管sc在第一开关管s1和第二开关管s2中一个开关管导通、一个开关管关断的过程中导通。
43.在该交错并联型直流变换器的一个工作周期内，存在第一开关管s1导通而第二开关管s2关断的情况，也存在第二开关管s2导通而第一开关管s1关断的情况，则钳位开关管sc在第一开关管s1导通而第二开关管s2关断过程中导通，以及在第二开关管s2导通而第一开关管s1关断过程中导通。因此钳位开关管sc在一个工作周期内工作两次，而第一开关管s1和第二开关管s2都只工作一次，钳位开关管sc的工作频率为第一开关管s1和第二开关管s2的工作频率的两倍，提高有源钳位电路的器件利用率。
44.第一开关管s1、第二开关管s2和钳位开关管sc为mos管或igbt管。电容c
o1
、c
o2
可以采用cbb电容实现。
45.该交错并联型直流变换器在工作过程中会会受到各个器件的寄生参数的影响，请参考图2所示的该交错并联型直流变换器的简化后的等效电路图，图2中仅示出了耦合电感原边绕组l
1a
和耦合电感原边绕组l
2a
的寄生参数的影响，也即耦合电感原边绕组l
1a
可以等效为耦合电感原边绕组l
1a
及其励磁电感并联后与漏感l
k1
的串联结构，而耦合电感原边绕组l
2a
可以等效为耦合电感原边绕组l
2a
及其励磁电感并联后与漏感l
k2
的串联结构。其他器件在受寄生参数影响时的等效电路结构未详细示出。
46.基于图2所示的简化后的等效电路图对该交错并联型直流变换器的工作过程介绍如下，请参考图3所示的工作波形图，该交错并联型直流变换器的一个工作周期包括t0～t8时长内的前半周期和t8～t
16
时长内的后半周期，交错并联型直流变换器在前半周期和后半周期的工作过程相同。具体的：
47.在前半周期内：t0～t1内第一开关管s1导通、第二开关管s2导通、钳位开关管sc关断。t1～t4内第一开关管s1导通、第二开关管s2关断、钳位开关管sc关断。t4～t5内第一开关管s1导通、第二开关管s2关断、钳位开关管sc导通。t5～t7内第一开关管s1导通、第二开关管
s2关断、钳位开关管sc关断。t7～t8内第一开关管s1导通、第二开关管s2导通、钳位开关管sc关断。
48.在后半周期内：t8～t9内第一开关管s1导通、第二开关管s2导通、钳位开关管sc关断。t9～t
12
内第一开关管s1关断、第二开关管s2导通、钳位开关管sc关断。t
12
～t
13
内第一开关管s1关断、第二开关管s2导通、钳位开关管sc导通。t
13
～t
15
内第一开关管s1关断、第二开关管s2导通、钳位开关管sc关断。t
15
～t
16
内第一开关管s1导通、第二开关管s2导通、钳位开关管sc关断。
49.该交错并联型直流变换器在前半周期依次经过第一模态～第八模态，在后板周期依次经过第九模态～第十六模态，分别介绍如下：
50.(1)t0～t1时间范围内，第一模态：第一开关管s1和第二开关管s2均保持导通状态，钳位开关管sc处于关断状态。两个耦合电感副边绕组的极性相反，续流二极管d1、d2、d3、d4均处于截止状态，输入电源v
in
对两个耦合电感原边绕组l
1a
和l
2a
充电，电容c
o1
和c
o2
给负载r供电。基于图2的电路模态示意图如图4所示，虚线表示电流流向。
51.(2)t1～t2时间范围内，第二模态：t1时刻第二开关管s2关断后，流过第二开关管s2的电流i
s2
降为0，第二开关管s2两端的开关电容c
s2
电压上升，第二开关管s2两端的电压v
s2
由零开始线性上升并实现零电压关断，续流二极管d1、d2、d3、d4均保持截止状态，电容c
o1
和c
o2
给负载r供电。基于图2的电路模态示意图如图5所示，虚线表示电流流向。
52.(3)t2～t3时间范围内，第三模态：当第二开关管s2两端电压v
s2
超过钳位电容cc的电压时，钳位开关管sc两端的反并联二极管导通产生流过钳位电容cc的且开始下降。第二开关管s2两端的电压v
s2
被有源钳位电路钳位，续流二极管d1、d2、d3、d4均保持截止状态，电容c
o1
和c
o2
给负载r供电。基于图2的电路模态示意图如图6所示，虚线表示电流流向。
53.(4)t3～t4时间范围内，第四模态：t3时刻，耦合电感原边绕组l
1a
的漏感l
k1
与钳位电容cc谐振，耦合电感原边绕组l
2a
的电压反向并开始向副边绕组传输能量，耦合电感原边绕组l
1a
继续充电。同时，续流二极管d1、d3开始导通、续流二极管d2、d4保持截止状态，续流二极管d1的电流i
d1
和续流二极管d3的电流i
d3
的电流开始上升。两个耦合电感副边绕组l
1b
、l
2b
串联给电容c2、c
o1
充电，同时，电容c1、c
o2
和两个耦合电感副边绕组l
1b
、l
2b
串联给负载r供电。流过耦合电感原边绕组l
2a
和漏感l
k2
的电流i
l2
开始线性减小，流过耦合电感原边绕组l
1a
和漏感l
k1
的电流i
l1
开始线性增大。基于图2的电路模态示意图如图7所示，虚线表示电流流向。
54.(5)t4～t5时间范围内，第五模态：t4时刻开通钳位开关管sc，流过耦合电感原边绕组l
2a
的漏感l
k2
和钳位电容cc的电流方向由于谐振会发生反向，使钳位电容cc中的能量转移到副边，钳位开关管sc实现了零电压开通。基于图2的电路模态示意图如图8所示，虚线表示电流流向。
55.(6)t5～t6时间范围内，第六模态：t5时刻，钳位开关管sc关断，耦合电感原边绕组l
1a
的漏感l
k1
与钳位电容cc的谐振停止，流过第一开关管s1的电流i
s1
突降并开始缓降。钳位开关管sc实现了零电压关断，降低了钳位开关管sc的关断损耗，且流过钳位电容cc的在t5时刻突降为0。同时，耦合电感原边绕组l
2a
的漏感l
k2
与开关电容c
s2
开始谐振，开关电容c
s2
中
储存的能量开始转移，第二开关管s2两端的电压v
s2
开始下降。流过耦合电感原边绕组l
2a
和漏感l
k2
的电流i
l2
开始线性增大。续流二极管d1的电流i
d1
和续流二极管d3的电流i
d3
开始下降。同时副边绕组由于漏感的存在，续流二极管d1的电流i
d1
和续流二极管d3的电流i
d3
的下降速率小于预定速率阈值，该预定速率阈值为常规直流变换器中的相应续流二极管的电流的下降速率，因此有效抑制了续流二极管的反向恢复电流。基于图2的电路模态示意图如图9所示，虚线表示电流流向。
56.(7)t6～t7时间范围内，第七模态：t6时刻开关电容c
s2
放电完成且电压降至零，第二开关管s2两端的电压v
s2
也为零实现零电压导通，第二开关管s2的反并联二极管开始导通，流过耦合电感原边绕组l
2a
和漏感l
k2
的电流i
l2
继续线性增大。基于图2的电路模态示意图如图10所示，虚线表示电流流向。
57.(8)t7～t8时间范围内，第八模态：由于第二开关管s2的反并联二极管导通，第二开关管s2两端的电压v
s2
下降到零，因此在t7～t8时间范围内给第二开关管s2驱动信号就可以实现第二开关管s2的零电压开通。且从t7时刻开始流过第二开关管s2的电流i
s2
突降并开始上升直至t8时刻。续流二极管d1的电流i
d1
和续流二极管d3的电流i
d3
在漏感l
k2
的作用下减小到零后关断，电容c
o1
和c
o2
开始给负载r供电。基于图2的电路模态示意图如图11所示，虚线表示电流流向。
58.(9)t8～t9时间范围内，第九模态：第一开关管s1和第二开关管s2均保持导通状态，钳位开关管sc处于关断状态。两个耦合电感副边绕组的极性相反，续流二极管d1、d2、d3、d4均处于截止状态，输入电源v
in
对两个耦合电感原边绕组l
1a
和l
2a
充电，电容c
o1
和c
o2
给负载r供电。
59.(10)t9～t
10
时间范围内，第十模态：t9时刻第一开关管s1关断后，流过第一开关管s1的电流i
s1
降为0，第一开关管s1两端的开关电容c
s1
电压上升，第一开关管s1两端的电压v
s1
由零开始线性上升并实现零电压关断，续流二极管d1、d2、d3、d4均保持截止状态，电容c
o1
和c
o2
给负载r供电。
60.(11)t
10
～t
11
时间范围内，第十一模态：当第一开关管s1两端电压v
s1
超过钳位电容cc的电压时，钳位开关管sc两端的反并联二极管导通产生流过钳位电容cc的且开始下降。第一开关管s1两端的电压v
s1
被有源钳位电路钳位。续流二极管d1、d2、d3、d4均保持截止状态，电容c
o1
和c
o2
给负载r供电。
61.(12)t
11
～t
12
时间范围内，第十二模态：t
11
时刻，耦合电感原边绕组l
2a
的漏感l
k2
与钳位电容cc谐振，耦合电感原边绕组l
1a
的电压反向并开始向副边绕组传输能量，耦合电感原边绕组l
2a
继续充电。同时，续流二极管d2、d4开始导通、续流二极管d1、d3保持截止状态，续流二极管d2的电流i
d2
和续流二极管d4的电流i
d4
的电流开始上升。两个耦合电感副边绕组l
1b
、l
2b
串联给电容c1、c
o2
充电，同时，电容c2、c
o1
和两个耦合电感副边绕组l
1b
、l
2b
串联给负载r供电。流过耦合电感原边绕组l
1a
和漏感l
k1
的电流i
l1
开始线性减小，流过耦合电感原边绕组l
2a
和漏感l
2a
的电流i
l2
开始线性增大。
62.(13)t
12
～t
13
时间范围内，第十三模态：t
12
时刻开通钳位开关管sc，流过耦合电感原边绕组l
1a
的漏感l
k1
和钳位电容cc的电流方向发生反向，使钳位电容cc中的能量转移到副边，钳位开关管sc实现了零电压开通。
63.(14)t
13
～t
14
时间范围内，第十四模态：t
13
时刻，钳位开关管sc关断，耦合电感原边绕组l
2a
的漏感l
k2
与钳位电容cc的谐振停止，流过第二开关管s2的电流i
s2
突降并开始缓降。钳位开关管sc实现了零电压关断，降低了钳位开关管sc的关断损耗。同时，耦合电感原边绕组l
1a
的漏感l
k1
与开关电容c
s2
开始谐振，开关电容c
s1
中储存的能量开始转移，第一开关管s1两端的电压v
s1
开始下降。流过耦合电感原边绕组l
1a
和漏感l
k1
的电流i
l1
开始线性增大。续流二极管d2的电流i
d2
和续流二极管d4的电流i
d4
开始下降。同时副边绕组由于漏感的存在，续流二极管d2的电流i
d2
和续流二极管d4的电流i
d4
的下降速率小于预定速率阈值，该预定速率阈值为常规直流变换器中的相应续流二极管的电流的下降速率，因此有效抑制了续流二极管的反向恢复电流。
64.(15)t
14
～t
15
时间范围内，第十五模态：t
14
时刻开关电容c
s1
放电完成且电压降至零，第一开关管s1两端的电压v
s1
也为零实现零电压导通，第一开关管s1的反并联二极管开始导通，流过耦合电感原边绕组l
1a
和漏感l
k1
的电流i
l1
继续线性增大。
65.(16)t
15
～t
16
时间范围内，第十六模态：由于第一开关管s1的反并联二极管导通，第一开关管s1两端的电压v
s1
下降到零，因此在t
15
～t
16
时间范围内给第一开关管s1驱动信号就可以实现第一开关管s1的零电压开通。续流二极管d2的电流i
d2
和续流二极管d4的电流i
d4
在漏感l
k1
的作用下减小到零后关断，电容c
o1
和c
o2
开始给负载r供电。
66.由于后半周期的第九模态～第十六模态与前半周期的第一模态～第八模态分别对应，工作过程类似，因此本技术不再单独示出第九模态～第十六模态的电路模态示意图。
67.由上述模态分析可知，本技术的电路结构采用了软开关技术，设计开关电容与原边绕组的漏感谐振，钳位开关管sc在两端的反并联二极管和钳位电容cc的作用下实现零电压导通和零电压关断，第二开关管s2和第一开关管s1都可以实现零电压导通和零电压关断。从而减小了开关损耗，提高了变换器效率。
68.只考虑该交错并联型直流变换器的第一模态、第四模态和第五模态可得：
[0069][0070]
是第一模态中耦合电感原边绕组l
2a
的漏感l
k2
的电压，是第四模态和第五模态中耦合电感原边绕组l
2a
的漏感l
k2
的电压。是第一模态中耦合电感原边绕组l
2a
的励磁电感的电压，是第四模态和第五模态中耦合电感原边绕组l
2a
的励磁电感的电压。
[0071]
根据模态分析可得钳位电容cc、电容c1、电容c2、电容c
o1
、电容c
o2
、第一开关管s1、第二开关管s2和钳位开关管sc的电压应力和变换器的电压增益为：
[0072][0073]
其中，是钳位电容cc的电压，v
c1
是电容c1的电压，v
c2
是电容c2的电压，v
out
是负载r两端的输出电压，v
co1
是电容c
o1
的电压，v
co2
是电容c
o2
的电压，v
d1
是续流二极管d1的电压，v
d2
是续流二极管d2的电压，v
d3
是续流二极管d3的电压，v
d4
是续流二极管d4的电压。m
ccm
表示变换器的电压增益。d该第一开关管s1和第二开关管s2的占空比，也即第一开关管s1的导通时长在一个工作周期中的占比，同时也是第二开关管s2的导通时长在一个工作周期中的占比。n是耦合电感原边绕组l
1a
与耦合电感副边绕组l
1b
的匝数比，同时也是耦合电感原边绕组l
2a
与耦合电感副边绕组l
2b
的匝数比。k是耦合电感原边绕组l
1a
与耦合电感副边绕组l
1b
的耦合系数，同时也是耦合电感原边绕组l
2a
与耦合电感副边绕组l
2b
的耦合系数。
[0074]
钳位电容cc的作用是完全吸收两个耦合电感原边绕组的漏感中储存的能量，避免第一开关管s1和第二开关管s2受到电压尖峰的影响，钳位电容cc容值取大并不会影响钳位效果，但是会增大整个直流变换器的体积。为了在较优的钳位效果和体积之间取得平衡，故取漏感与钳位电容cc谐振周期的一半大于主开关的关断时间，确保漏感能量转移到钳位电容cc中，也即l
lk1
是漏感l
k1
的感值，fs是直流变换器的谐振频率且
[0075]
在考虑电路中器件的寄生参数的作用的情况下，可得电容c
o1
和电容c
o2
的电压的表达式为：
[0076][0077]
由此可知，在该交错并联型直流变换器中的器件的寄生参数的作用下，电容c
o1
和电容c
o2
的电压差为0。其中，依次是耦合电感原边绕组l
1a
、漏感l
k1
、耦合电感原边绕组l
2a
和漏感l
k2
在第一模态下的电压。依次是耦合电感
原边绕组l
1a
、漏感l
k1
、耦合电感原边绕组l
2a
和漏感l
k2
在第四模态以及第五模态两个模态下的电压。分别是耦合电感原边绕组l
1a
和耦合电感原边绕组l
2a
在第一模态下的电压。是耦合电感原边绕组l
1a
在第四模态以及第五模态两个模态下的电压。分别是耦合电感原边绕组l
1a
和耦合电感原边绕组l
2a
的等效内阻。vd、rd分别是各个续流二极管的电压降以及导通内阻。
[0078]
在一个实测实例中，当输入电源v
in
＝40v，输入电流i
in
的电流波形图如图12所示。耦合电感原边绕组l
1a
和耦合电感原边绕组l
2a
两端的电压的电压波形图如图13所示。耦合电感原边绕组l
1a
和耦合电感原边绕组l
2a
流过的电流i
l1
、i
l2
的电流波形图如图14所示。电容c
o1
的电压v
co1
以及电容c
o2
的电压v
co2
的电压波形图如图15所示，输出电压v
out
的电压波形图如图16所示，电容c
o1
和电容c
o2
交错充放电，减小了输出电压的纹波。
[0079]
以上所述的仅是本技术的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。