一种用于开关电源的电感电流纹波片内补偿电路的制作方法

1.本发明属于电源技术领域，特别涉及一种用于开关电源的电感电流纹波片内补偿电路。


背景技术：

2.在消费电子领域，各种电子设备都需要电源来维持，开关电源管理芯片是电子系统不可缺少的一部分；其中，恒定导通时间控制模式的开关电源由于其优越的负载瞬态响应及平滑的工作模式切换，在电源领域得到了很好的应用。
3.开关电源的恒定导通时间控制模式，是一种基于输出电压纹波的控制模式；通常对输出电容的等效串联电阻esr大小有一定要求；对于基于输出电压纹波控制的恒定导通时间buck型开关电源来说，输出电容自身产生的电压纹波和其等效串联电阻esr产生的电压纹波共同构成了输出电压纹波；电感电流纹波和等效串联电阻esr上产生的电压纹波之间没有相位差，但是输出电容上产生的电压纹波比电感电流纹波滞后90
°
；为了适用于高精度的电子系统中，减小输出电压纹波时，选用陶瓷电容作为输出电容，但其等效串联电阻esr很小，电容自身产生的纹波电压起主要作用，容易引发次谐波振荡现象。
4.如附图1所示，次谐波振荡现象的波形表现为宽窄脉冲交替出现；其在第一个周期的功率开关管关断后，由于输出电容的电压纹波滞后于输出电感电流纹波90
°
，可能小于误差放大器的输出电压，功率开关管会在一个最小关断时间后立即重新导通，从而造成次谐波振荡现象；次谐波振荡现象会导致输出电压变得极不稳定，同时输出电压纹波变大。


技术实现要素：

5.针对现有技术中存在的技术问题，本发明提供了一种用于开关电源的电感电流纹波片内补偿电路，以解决现有的基于输出电压纹波控制的恒定导通时间的buck型开关电源易出现次谐波振荡线性，导致输出电压稳定性较差的技术问题。
6.为达到上述目的，本发明采用的技术方案为：
7.本发明提供了一种用于开关电源的电感电流纹波片内补偿电路，所述电感电流纹波片内补偿电路，应用于buck型开关电源；
8.所述电感电流纹波片内补偿电路，用于对buck型开关电源中电感两端的电压v
sw
和电压v
out
进行处理，产生与电感电流成正比的纹波；并将所述与电感电流成正比的纹波，叠加至buck型开关电源的fb引脚上。
9.进一步的，所述电感电流纹波片内补偿电路，包括电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、电阻r5、电阻r6、电阻r7、电阻r8、电容c1、电容c2、运算放大器a1、nmos管m3 及nmos管m4；
10.所述电阻r1连接至buck型开关电源的sw引脚与节点a之间，所述电阻r2连接至节点a和地之间，所述电阻r3连接至节点a与节点b之间，所述电阻r4连接至节点b与节点c之间，所述电阻r5连接至节点c与节点d之间，所述电阻r6连接至buck型开关电源的out引脚与
节点b之间，所述电阻r7连接至nmos管m3的源极和地之间，所述电阻 r8连接至nmos管m4的源极与地之间；
11.所述电容c1连接至节点b与地之间，所述电容c2连接至节点c与地之间；
12.nmos管m3的栅极连接至运算放大器a1的输出端，nmos管m3的漏极连接至节点d； nmos管m4的栅极连接至运算放大器a1的输出端，nmos管m4的漏极连接至buck型开关电源的out引脚；
13.所述运算放大器a1的正向输入端连接至buck型开关电源的v
fb
，所述运算放大器a1 的负向输入端连接至节点d。
14.进一步的，所述buck型开关电源为恒定导通时间的控制模式的buck开关电源。
15.进一步的，所述buck型开关电源，包括mos管m1、logic、mos管m2、电感l0、电容c、电阻r9及电阻r10；
16.所述mos管m1的漏极与v
in
相连，所述mos管m1的源极与v
sw
相连，所述mos管 m1的栅极与logic的一端相连；所述mos管m2的漏极与v
sw
相连，所述mos管m2的源极与地相连，所述mos管m2的栅极与logic的另一端相连；所述电感l0的一端v
sw
相连，所述电感l0的另一端与v
out
相连；所述电容c的一端与v
out
相连，所述电容c的另一端与地相连；所述电阻r9的一端与v
out
相连，所述电阻r9的另一端与out引脚相连；所述电阻r10的一端与out引脚相连，所述电阻r10的另一端与地相连。
17.进一步的，所述运算放大器a1，包括mos管mp1、mos管mp2、mos管mp3、mos 管mp4、mos管mp5、mos管mp6、晶体管np1、晶体管np2、晶体管np3及晶体管np4；
18.mos管mp1的源极、mos管mp2的源极、mos管mp3的源极及mos管mp6的源极与 vdd端口均相连；晶体管np1的源极、晶体管np2的源极、晶体管np3的源极及晶体管np4的源极与gnd均相连；
19.mos管mp1的漏极及mos管mp1的栅极与mos管mp3的栅极均相连，mos管mp1的漏极还与电流输入ibias端口相连；mos管mp2的漏极及mos管mp2的栅极与mos管 mp6的栅极均相连，mos管mp2的漏极还与晶体管np1的漏极相连；mos管mp3的漏极分两路设置，其中一路与mos管mp4的源极相连，另一路与mos管mp5的源极相连；mos 管mp4的栅极与节点d相连，mos管mp5的栅极与buck型开关电源的v
fb
相连；
20.晶体管np2的栅极及晶体管np2的漏极与晶体管np1的栅极均相连，晶体管np2的漏极还与mos管mp4的漏极相连；晶体管np3的栅极及晶体管np3的漏极与晶体管np4的栅极均相连，晶体管np3的漏极还与mos管mp5的漏极相连；mos管mp6的漏极及晶体管np4的漏极与buck型开关电源的out引脚均相连。
21.进一步的，所述运算放大器a1的输出增益av为：
22.av＝g
m,mp4
(r
o,mp6
||r
o,mn4
)
23.其中，g
m,mp4
为mos管mp4的跨导值；r
o,mp6
为mos管mp6的导通电阻；r
o,mn4
为晶体管np4的导通电阻；
24.所述运算放大器a1的增益带宽积g
bw
为：
[0025][0026]
其中，c
out
为运算放大器a1输出端的等效电容。
[0027]
进一步的，所述mos管mp1与mos管mp2的尺寸相同。
[0028]
进一步的，所述电阻r5与所述电阻r6的阻值相等。
[0029]
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
[0030]
本发明提供了一种用于开关电源的电感电流纹波片内补偿电路，通过对buck型开关电源中电感两端的电压v
sw
和电压v
out
进行处理，产生与电感电流成正比的纹波；并将所述与电感电流成正比的纹波，叠加至buck型开关电源的fb引脚上；采用在v
fb
上叠加一个与电感电流成正比的纹波电压，所述纹波电压抑制了其他次谐波，起主导作用来与v
ref
比较，达到了想要的稳定效果；在不影响正常输出电压纹波的情况下极大的增加了fb的纹波大小，改善了系统的次谐波震荡现象，有效提高了系统输出电压的稳定性。
附图说明
[0031]
图1为次谐波振荡现象波形图；
[0032]
图2为本发明所述的电感电流纹波片内补偿电路的结构图；
[0033]
图3为本发明中的运算放大器a1的电路图；
[0034]
图4为本发明中包含寄生参数的输出滤波器模型图；
[0035]
图5为本发明中完整输出模型中电感电流和电压波形图；
[0036]
图6为本发明中不同resr时，il和输出电压纹波之间的关系图；
[0037]
图7为本发明中加入电感电流纹波片内补偿电路后v
fb
随电感电流变化的波形图。
具体实施方式
[0038]
为了使本发明所解决的技术问题，技术方案及有益效果更加清楚明白，以下具体实施例，对本发明进行进一步的详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0039]
如附图2所示，本发明提供了一种用于开关电源的电感电流纹波片内补偿电路，所述电感电流纹波片内补偿电路，应用于buck型开关电源；其中，所述buck型开关电源为恒定导通时间的控制模式的buck开关电源；所述电感电流纹波片内补偿电路，用于对buck型开关电源中电感两端的电压v
sw
和电压v
out
进行处理，产生与电感电流成正比的纹波；并将所述与电感电流成正比的纹波，叠加至buck型开关电源的fb引脚上。
[0040]
本发明中，所述buck型开关电源，包括mos管m1、logic、mos管m2、电感l0、电容c、电阻r9及电阻r10；所述mos管m1的漏极与v
in
相连，所述mos管m1的源极与v
sw
相连，所述mos管m1的栅极与logic的一端相连；所述mos管m2的漏极与v
sw
相连，所述mos管m2的源极与地相连，所述mos管m2的栅极与logic的另一端相连；所述电感l0的一端v
sw
相连，所述电感l0的另一端与v
out
相连；所述电容c的一端与v
out
相连，所述电容c的另一端与地相连；所述电阻r9的一端与v
out
相连，所述电阻r9的另一端与out引脚相连；所述电阻r10的一端与out引脚相连，所述电阻r10的另一端与地相连。
[0041]
所述电感电流纹波片内补偿电路，包括电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、电阻r5、电阻r6、电阻r7、电阻r8、电容c1、电容c2、运算放大器a1、nmos管m3及nmos管 m4。
[0042]
所述电阻r1连接至buck型开关电源的sw引脚与节点a之间，所述电阻r2连接至节点a和地之间，所述电阻r3连接至节点a与节点b之间，所述电阻r4连接至节点b与节点c之
间；所述电阻r5连接至节点c与节点d之间，所述电阻r6连接至buck型开关电源的out引脚与节点b之间；其中，所述电阻r5与所述电阻r6的阻值相等；所述电阻r7 连接至nmos管m3的源极和地之间，所述电阻r8连接至nmos管m4的源极与地之间。
[0043]
所述电容c1连接至节点b与地之间，所述电容c2连接至节点c与地之间；nmos管 m3的栅极连接至运算放大器a1的输出端，nmos管m3的漏极连接至节点d；nmos管 m4的栅极连接至运算放大器a1的输出端，nmos管m4的漏极连接至buck型开关电源的 out引脚；所述运算放大器a1的正向输入端连接至buck型开关电源的v
fb
，所述运算放大器a1的负向输入端连接至节点d。
[0044]
所述电感电流纹波片内补偿电路中，各元器件之间的连接关系，具体如下：
[0045]
所述电阻r1的一端与buck型开关电源的sw引脚相连，所述电阻r1的另一端与节点 a相连；所述电阻r2的一端与节点a相连，所述电阻r2的另一端与地相连；所述电阻r3 的一端与节点a相连，所述电阻r3的另一端与节点b相连；所述电阻r4的一端与节点b相连，所述电阻r4的另一端与节点c相连；所述电阻r5的一端与节点c相连，所述电阻r5 的另一端与节点d相连；所述电阻r6的一端与节点b相连，所述电阻r6的另一端与buck 型开关电源的out引脚相连；所述电阻r7的一端与所述nmos管m3的源极相连，所述电阻r7的另一端与地相连；所述电阻r8地一端与所述nmos管m4的源极相连，所述电阻r8 的另一端与地相连。
[0046]
所述电容c1的一端与节点b相连，所述电容c1的另一端与地相连；所述电容c2的一端与节点c相连，所述电容c2的另一端与地相连。
[0047]
所述nmos管m3的栅极与运算放大器a1的输出端相连，所述nmos管m3的漏极与节点d相连，所述nmos管m3的源极与所述电阻r7的一端相连；所述nmos管m4的栅极与运算放大器a1的输出端相连，所述nmos管m4的漏极与buck型开关电源的out引脚相连，所述nmos管m4的源极与所述电阻r8的一端相连。
[0048]
所述运算放大器a1的正向输入端与buck型开关电源的v
fb
相连，所述运算放大器a1 的负向输入端与节点d相连，所述运算放大器a1的输出端与所述nmos管m3的栅极及所述nmos管m4的栅极均相连。
[0049]
本发明中，所述运算放大器a1为一个对称运算跨导放大器，所述运算放大器a1的输出节点为唯一的高阻节点；所述运算放大器a1的输出增益av为：
[0050]
av＝g
m,mp4
(r
o,mp6
||r
o,mn4
)
[0051]
其中，g
m,mp4
为mos管mp4的跨导值；r
o,mp6
为mos管mp6的导通电阻；r
o,mn4
为晶体管np4的导通电阻。
[0052]
所述运算放大器a1的增益带宽积g
bw
为：
[0053][0054]
其中，c
out
为运算放大器a1输出端的等效电容。
[0055]
如附图3所示，所述运算放大器a1，包括mos管mp1、mos管mp2、mos管mp3、 mos管mp4、mos管mp5、mos管mp6、晶体管np1、晶体管np2、晶体管np3及晶体管 np4。
[0056]
mos管mp1的源极、mos管mp2的源极、mos管mp3的源极及mos管mp6的源极与 vdd端口均相连；晶体管np1的源极、晶体管np2的源极、晶体管np3的源极及晶体管np4的源极与gnd均相连。
[0057]
mos管mp1的漏极及mos管mp1的栅极与mos管mp3的栅极均相连，mos管mp1的漏极还与电流输入ibias端口相连；mos管mp2的漏极及mos管mp2的栅极与mos管mp6的栅极均相连，mos管mp2的漏极还与晶体管np1的漏极相连。
[0058]
mos管mp3的漏极分两路设置，其中一路与mos管mp4的源极相连，另一路与mos 管mp5的源极相连；mos管mp4的栅极与节点d相连，mos管mp5的栅极与buck型开关电源的v
fb
相连；晶体管np2的栅极及晶体管np2的漏极与晶体管np1的栅极均相连，晶体管 np2的漏极还与mos管mp4的漏极相连。
[0059]
晶体管np3的栅极及晶体管np3的漏极与晶体管np4的栅极均相连，晶体管np3的漏极还与mos管mp5的漏极相连；mos管mp6的漏极及晶体管np4的漏极与buck型开关电源的out引脚均相连；优选的，所述mos管mp1与mos管mp2的尺寸相同。
[0060]
本发明所述的用于开关电源的电感电流纹波补偿电路，应用于具有恒定导通时间的控制模式的buck开关电源；对buck型开关电源中电感两端的电压v
sw
和电压v
out
进行处理，产生与电感电流成正比的纹波；并将所述与电感电流成正比的纹波，叠加至buck型开关电源的fb引脚上；在不影响正常输出电压纹波的情况下极大的增加了fb的纹波大小，改善了系统的次谐波震荡现象，使系统稳定性得到了提高；本发明中，内部电路来实现电感电流纹波采样电路，在输出采样电压上叠加一个与电电流纹波同相的纹波电压，并将其输入到环路比较器与误差放大器的输出信号进行比较；其中，sw点电压波形同步于电感电流波形；因此，纹波补偿电路通过采样sw点的电压得到与电感电流纹波同相的纹波电压。
[0061]
工作原理：
[0062]
本发明所述的用于开关电源的电感电流纹波片内补偿电路，经过一级r滤波电路，得到节点b的电压；经过两级rc滤波电路，得到节点c的电压；其中，节点b的电压波形为锯齿波，节点c的电压为节点b的电压的平均值；fb电压并非单纯的输出采样电压，而是经过纹波补偿后的输出采样电压；其中，流入电阻r6的电流i1为：
[0063][0064]
其中，vb为节点b的电压；v
fb
为buck型开关电源的fb引脚的电压；r6为电阻r6 的阻值。
[0065]
所述运算放大器a1的输出信号作为共源极电路的输入信号，并将共源极电路的输出信号与所述运算放大器a1的负向输入端短接，构成负反馈系统；将节点d的电压钳位到fb电压；因此，流过所述电阻r5的电流i2为：
[0066][0067]
其中，vc为节点c的电压；r5为电阻r5的阻值。
[0068]
由于所述运算放大器a1中，所述mos管mp1与mos管mp2的尺寸相同，所述mos 管mp1与mos管mp2构成电流镜，两个支路电流相同，因此，电流i3和电流i2的大小相等，即有：
[0069]
i2＝i3。
[0070]
在所述运算放大器a1中，所述电阻r5与所述电阻r6的阻值相等，因此，流出电阻r6 的电流i4为：
[0071][0072]
本发明中，流出电阻r6的电流i4是一个与电感电流纹波同相的纹波电流；由叠加定理可得，所述纹波补偿电路的输出为：流出电阻r6的电流i4与输出电压在电阻r9与电阻r10上分别产生的电压之和，从而达到了纹波补偿电路的设计目的。
[0073]
如附图4所示，如附图4中给出了包含寄生参数的输出滤波器模型图；在电源开关和lc 滤波器的协助下，功率级具有能量存储和功率转移的功能一个lc滤波器；电感模型包括一个理想电感l和一个寄生的直流电阻r
dcr
；输出电容模型包括三个器件，例如：等效串联电感 l
esl
、等效串联电r和一个理想输出电容c
out
。
[0074]
如附图5所示，附图5中给出了完整输出模型中电感电流和电压波形图；在基于纹波的控制中，输出电容中的两个寄生参数：理想电感l和等效串联电阻r
esr
必须考虑其中；因为输出电压波形会受到这些寄生参数的影响；因此，即使受到寄生参数的影响，转换器的稳定性也必须得到增强。
[0075]
由于电感电流的变化导致每个器件中的电压发生变化从而产生输出电压波形。电感电流的交流部分流过输出电容，并产生电压纹波v
esl
、电压纹v
esr
和电压纹v
cout
；它们分别采样等效串联电阻r
esr
和理想输出电容c
out
产生。
[0076]
其中，导通时间相位：
[0077][0078]
关断时间相位：
[0079][0080]
导通时间相位：
[0081][0082]
关断时间相位：
[0083][0084]
如附图6所示，附图6中给出了不同resr时，il和输出电压纹波之间的关系图；对与没有纹波补偿的电路来说，如图6所示，具有不同resr值的输出电容会产生不同的输出纹波特性。这种现象可以转化为与由不同resr值引起的电感电流相关的相位延迟
△
φ；一个小的 resr值导致在vout的最低值下观察到较长的相位延迟；由于小的resr值使系统的稳定性降低，因为电感电流纹波和输出电压纹波之间的线性关系不足；从图6中可以看出，对于非常小的resr，vout和vref在一个周期之内会多出一次相交，产生次谐波震荡。
[0085]
如附图7所示，附图7中给出了加入电感电流纹波片内补偿电路后v
fb
随电感电流变化的波形图；从附图7中可以看出，增加了所述的电感电流纹波片内补偿电路后，会在v
fb
上叠加一个与电感电流成正比的纹波电压，该纹波抑制了其他次谐波，起主导作用来与vref比较，达到了想要的稳定效果。
[0086]
上述实施例仅仅是能够实现本发明技术方案的实施方式之一，本发明所要求保护的范围并不仅仅受本实施例的限制，还包括在本发明所公开的技术范围内，任何熟悉本技术领域的技术人员所容易想到的变化、替换及其他实施方式。