一种控制方法、控制装置及反激变换器与流程

1.本发明涉及开关变换器领域，特别涉及一种控制方法、控制装置及反激变换器。


背景技术：

2.在中小功率开关电源领域中反激变换器是最为流行的电路拓扑，但随着开关电源朝着高频化、小体积化的发展，反激变换器的损耗越来越受到重视，尤其是初级侧功率开关管的开关损耗，并且反激变换器由于漏感的存在，导致初级侧功率开关管的漏源极需要承受电压尖峰，故在反激变换器中需要增加相应的钳位电路来限制初级侧功率开关管的电压尖峰，通常的钳位电路为rcd钳位电路，然而rcd钳位、lcd钳位等钳位电路为有损吸收，这进一步导致反激变换器的性能降低，阻碍反激变换器高频化发展。
3.为了进一步提高反激变换器的工作频率，减小开关损耗，业内提出了一种次级有源钳位反激变换器，图1a为现有次级有源钳位反激变换器电路原理图，图1b为图1a次级有源钳位反激变换器的时序图。次级有源钳位反激变换器通过在变压器去磁结束后延长次级侧同步整流管的导通时间，在次级侧产生反向电流，当次级侧同步整流管关闭后，初级侧也会产生负向电流，从而能够实现初级侧功率开关管的零电压开通(zvs)。
4.次级有源钳位反激变换器虽然能够实现初级侧功率开关管的零电压开通，但初级侧功率开关管还是需要rcd钳位电路来限制其漏源极的电压尖峰，并且该控制方法复杂，需要变频控制以实现宽输入电压范围、负载范围下初级侧功率开关管零电压开通，在高压时轻载时需要更高的频率，这反而增加了变压器铁损和rcd钳位损耗。
5.如是出现了初级有源钳位反激变换器，图2a为现有初级有源钳位反激变换器电路原理图，图2b为图2a初级有源钳位反激变换器的时序图。初级有源钳位反激变换器通过在主功率开关管开通前开通钳位开关管一段时间，从而实现主功率开关管的零电压开通，且通过钳位电容来限制主功率开关管的漏源极电压尖峰，省去了rcd钳位，但该钳位电容为了储存足够的能量去实现主功率开关管的零电压开通，需要的容值较大，容值较大会导致电流增加，从而需要选择更好的钳位开关管，故不适用于低成本需求的中小功率场合。


技术实现要素：

6.有鉴如此，本发明要解决的技术问题是提供一种控制方法、控制装置及反激变换器，既能实现主管零电压开通，又能回收漏感能量，并且本发明能够减小钳位电容容值，从而降低钳位开关管成本。
7.作为本发明的第一个方面，所提供的控制方法的实施例如下：
8.一种控制方法，应用于反激变换器，所述反激变换器包括初级侧电路、次级侧电路、变压器和控制装置；所述初级侧电路包括主功率开关管、钳位开关管、钳位电容和所述变压器的初级绕组；所述次级侧电路包括整流管和所述变压器的次级绕组；所述控制装置包括初级侧控制器、次级侧控制器、隔离电路和控制逻辑；所述初级侧控制器用于控制所述主功率开关管和所述钳位开关管的导通和关断，所述次级侧控制器用于控制所述整流管的
导通和关断，所述隔离电路用于双向传递所述初级侧控制器和所述次级侧控制器之间的同步信号，所述控制逻辑用于执行所述控制方法；所述主功率开关管、所述钳位开关管和所述整流管在所述反激变换器的每个工作周期初始状态为关断；所述控制方法为在所述反激变换器每个工作周期中，依次包括：
9.开通所述主功率开关管第一持续时间，使得所述初级绕组储存能量；
10.开通所述整流管第二持续时间，使得储存在所述初级绕组中的能量经由所述次级绕组释放，与此同时所述初级绕组的漏感能量将转移至所述钳位电容；
11.开通所述钳位开关管第三持续时间，使得所述钳位电容中储存的漏感能量通过所述变压器转移到所述次级侧电路后输出；
12.以及再次开通所述整流管第四持续时间，使得所述主功率开关管在负向电流到零之前导通；
13.其中所述第一持续时间和所述第二持续时间之间存在第一时间间隔，所述第四持续时间和所述第三持续时间存在第二时间间隔，所述第四持续时间和下一个工作周期的第一持续时间存在第三时间间隔。
14.进一步地，所述第三持续时间与所述反激变换器的输出功率成正比。
15.进一步地，所述第四持续时间开始于所述主功率开关管的结电容电压谐振到波峰，此时所述整流管漏源极电压谐振到对应的波谷。
16.进一步地，所述控制方法在每个工作周期中还包括：获取表征所述反激变换器当前输入电压大小的输入电压信号，将所述输入电压信号与第一阈值比较，依据比较结果确定是否再次开通所述整流管第四持续时间，具体地：
17.当所述输入电压信号小于或等于所述第一阈值时，不会再次开通所述整流管第四持续时间；
18.当所述输入电压信号大于所述第一阈值时，再次开通所述整流管第四持续时间。
19.进一步地，所述依据比较结果确定是否再次开通所述整流管第四持续时间是通过所述初级侧控制器是否向所述次级侧控制器通传递同步信号实现的，具体地：
20.当所述输入电压信号小于或等于所述第一阈值时，所述初级侧控制器向所述次级侧控制器传递同步信号，使得所述次级侧控制器不会再次开通所述整流管第四持续时间；
21.当所述输入电压信号大于所述第一阈值时，所述初级侧控制器不向所述次级侧控制器传递同步信号，使得所述次级侧控制器再次开通所述整流管第四持续时间。
22.作为本发明的第二个方面，所提供的控制装置的实施例如下：
23.一种控制装置，应用于反激变换器，所述反激变换器包括初级侧电路、次级侧电路、变压器和所述控制装置；所述初级侧电路包括主功率开关管、钳位开关管、钳位电容和所述变压器的初级绕组；所述次级侧电路包括整流管和所述变压器的次级绕组；所述主功率开关管、所述钳位开关管和所述整流管在所述反激变换器的每个工作周期初始状态为关断；所述控制装置包括：
24.初级侧控制器，被配置为控制所述主功率开关管和所述钳位开关管的导通和关断；
25.次级侧控制器，被配置为控制所述整流管的导通和关断；
26.隔离电路，被配置为双向传递所述初级侧控制器和所述次级侧控制器之间的同步
信号；
27.以及控制逻辑，被配置为在所述反激变换器每个工作周期中依次执行如下控制动作：
28.开通所述主功率开关管第一持续时间，使得所述初级绕组储存能量；
29.开通所述整流管第二持续时间，使得储存在所述初级绕组中的能量经由所述次级绕组释放，与此同时所述初级绕组的漏感能量将转移至所述钳位电容；
30.开通所述钳位开关管第三持续时间，使得所述钳位电容中储存的漏感能量通过所述变压器转移到所述次级侧电路后输出；
31.以及再次开通所述整流管第四持续时间，使得所述主功率开关管在负向电流到零之前导通；
32.其中所述第一持续时间和所述第二持续时间之间存在第一时间间隔，所述第四持续时间和所述第三持续时间存在第二时间间隔，所述第四持续时间和下一个工作周期的第一持续时间存在第三时间间隔。
33.进一步地，所述控制逻辑被配置为其中所述第三持续时间与所述反激变换器的输出功率成正比。
34.进一步地，所述控制逻辑被配置为其中所述第四持续时间开始于所述主功率开关管的结电容电压谐振到波峰，此时所述整流管漏源极电压谐振到对应的波谷。
35.进一步地，所述控制逻辑被配置为其中所述控制方法在每个工作周期中还包括：获取表征所述反激变换器当前输入电压大小的输入电压信号，将所述输入电压信号与第一阈值比较，依据比较结果确定是否再次开通所述整流管第四持续时间，具体地：
36.当所述输入电压信号小于或等于所述第一阈值时，不会再次开通所述整流管第四持续时间；
37.当所述输入电压信号大于所述第一阈值时，再次开通所述整流管第四持续时间。
38.进一步地，所述控制逻辑被配置为其中所述依据比较结果确定是否再次开通所述整流管第四持续时间是通过所述初级侧控制器是否向所述次级侧控制器通传递同步信号实现的，具体地：
39.当所述输入电压信号小于或等于所述第一阈值时，所述初级侧控制器向所述次级侧控制器传递同步信号，使得所述次级侧控制器不会再次开通所述整流管第四持续时间；
40.当所述输入电压信号大于所述第一阈值时，所述初级侧控制器不向所述次级侧控制器传递同步信号，使得所述次级侧控制器再次开通所述整流管第四持续时间。
41.作为本发明的第三个方面，所提供的反激变换器的实施例如下：
42.一种反激变换器，包括：初级侧电路、次级侧电路、变压器和上述任一项所述控制装置；所述初级侧电路包括主功率开关管、钳位开关管、钳位电容和所述变压器的初级绕组；所述次级侧电路包括整流管和所述变压器的次级绕组；所述控制装置用于控制所述主功率开关管、所述钳位开关管和所述整流管的导通和关断；所述主功率开关管、所述钳位开关管和所述整流管在所述反激变换器的每个工作周期初始状态为关断。
43.与现有技术相比，本发明控制方法和控制装置的有益效果在于：实现吸收主功率开关管漏源极电压尖峰的功能和实现主功率开关管零电压导通的功能设计完全解耦，不仅解决了反激变换器中主功率开关管漏源极电压尖峰问题，避免了rcd钳位电路损耗对反激
变换器效率的影响，而且有源钳位电路中的钳位电容容值比初级有源钳位反激变换器中的钳位电容容值小，便于选择成本较低的钳位开关管，同时可以实现全范围输入电压下主功率开关管零电压开通，进一步提高反激变换器的效率。
附图说明
44.图1a为现有次级有源钳位反激变换器电路原理图；
45.图1b为图1a次级有源钳位反激变换器的时序图；
46.图2a为现有初级有源钳位反激变换器电路原理图；
47.图2b为图2a初级有源钳位反激变换器的时序图；
48.图3为本发明控制方法所适用的反激变换器的电路原理图；
49.图4为本发明控制方法的第一实施例的时序图；
50.图5为本发明控制方法第二实施例的流程图；
51.图6为图5在vin小于或等于第一阈值情况下的时序图。
具体实施方式
52.需要说明的是，在不冲突的情况下，本技术中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本技术。
53.为了使本技术领域的人员更好地理解本技术方案，下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本技术一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本技术保护的范围。
54.需要说明的是，本技术的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本技术的实施例。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
55.应该理解的是，在说明书以、权利要求书以及说明书附图中，当描述有步骤接续至另一步骤时，该步骤可直接接续至该另一步骤，或者通过第三步骤接续至该另一步骤；当描述有元件/单元“接续”至另一元件/单元时，该元件/单元可“直接连接”至该另一元件/单元，或者通过第三元件/单元“连接”至该另一元件/单元。
56.此外，本公开附图仅为本公开的示意图，并非一定是按比例绘制。附图中相同的标记表示相同或类似的部分，因而将省略对其重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以运用软件来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制装置中实现这些功能实体。
57.图3为本发明控制方法所适用的反激变换器的电路原理图，请参见图3，其中的反激变换器包括初级侧电路、次级侧电路、变压器t1和控制装置；初级侧电路包括主功率开关
管s1、钳位开关管s3、钳位电容c1和变压器的初级绕组；次级侧电路包括整流管s2和变压器的次级绕组；控制装置包括初级侧控制器220、次级侧控制器211、隔离电路221和控制逻辑；初级侧控制器220用于控制主功率开关管s1和钳位开关管s3的导通和关断，次级侧控制器211用于控制整流管的导通和关断，隔离电路221用于双向传递初级侧控制器220和次级侧控制器211之间的同步信号sync，控制逻辑(图3中没有画出)用于执行本发明提供的控制方法；主功率开关管s1、钳位开关管s3和整流管s2在反激变换器的每个工作周期初始状态为关断。
58.需要说明的是，图3中还画出了与本发明相关的反馈电路223、输出电容co以及次级侧控制器211内部的次级侧检测电路等，这些电路的作用时本领域的技术人员的公知常识，因此不具体描述。
59.其中，初级侧控制器220被配置为根据反激变换器的输入电压信号vin、反馈信号fb、主功率开关管漏源极电压信号vds-mp、同步信号sync控制主功率开关管s1和有源钳位开关管s3的导通和关断；次级侧控制器220被配置为根据整流管漏源极电压信号vds-sr控制整流管s2的导通和关断，次级侧控制器220还可以根据实际情况被配置为依据同步信号sync控制整流管s2的导通和关断。
60.第一实施例
61.为本发明控制方法的第一实施例的时序图，请参见图4，本实施例的控制方法为在反激变换器每个工作周期中，依次包括：
62.开通主功率开关管s1第一持续时间，使得初级绕组储存能量；
63.开通整流管s2第二持续时间，使得储存在初级绕组中的能量经由次级绕组释放，与此同时初级绕组的漏感能量将转移至钳位电容c1；
64.开通钳位开关管s3第三持续时间，使得钳位电容c1中储存的漏感能量通过变压器t1转移到次级侧电路后输出；
65.以及再次开通整流管s2第四持续时间，使得主功率开关管s1在负向电流到零之前导通；
66.其中第一持续时间和第二持续时间之间存在第一时间间隔，第四持续时间和第三持续时间存在第二时间间隔，第四持续时间和下一个工作周期的第一持续时间存在第三时间间隔。
67.本实施例需要在第一持续时间和第二持续时间之间设置第一时间间隔，在第四持续时间和第三持续时间设置第二时间间隔，在第四持续时间和下一个工作周期的第一持续时间设置第三时间间隔，目的是避免主功率开关管s1、钳位开关管s3与整流管s2同时导通。
68.本实施例初级侧控制器220被配置为根据反激变换器的输入电压信号vin、反馈信号fb、主功率开关管漏源极电压信号vds-mp、同步信号sync控制主功率开关管s1和有源钳位开关管s3的导通和关断；次级侧控制器220被配置为只根据整流管漏源极电压信号vds-sr控制整流管s2的导通和关断。
69.本实施例较图2b现有初级有源钳位反激变换器控制方法能减小钳位电容容值，降低钳位开关管成本，详细分析如下：
70.反激变换器由于钳位电容的存在，当主功率开关管s1的漏源极电压达到n*vout+vin时(其中n为变压器初级绕组和次级绕组的匝比，vout为反激变换器的输出电压，vin为
反激变换器的输入电压)，钳位开关管s3的体二极管就会导通，漏感的能量将会转移到钳位电容当中，以避免主功率开关管s1的漏源极电压超过n*vout+vin，由于钳位电容在每个周期都会存储能量，因此需要在每个周期将其释放，否则钳位电容将无法储存下一周期的漏感能量。
71.现有技术的控制方法中的每个工作周期钳位开关管导通一次，钳位开关管导通既要实现吸收主功率开关管漏源极电压尖峰，又要实现主功率开关管零电压导通的功能。其中将钳位开关管的导通时间设计在次级侧绕组去磁结束后，使得钳位电容上的电压对初级侧绕组进行反向励磁，从而实现了第二个功能，即主功率开关管的零电压开通。由于漏感能量较小，当钳位开关管导通时，钳位电容电压会很快下降，无法以稳定的电压对初级绕组持续反向励磁，因此，现有技术的控制方法需要采用较大的钳位电容，储存更多的能量，以维持钳位电容两端的电压稳定，从而使得初级绕组的负向电流斜率稳定。另外，由于钳位电容的充电电流i＝c*dv/dt，当钳位电容容值c较大时，其充电电流就会很大，所以需要电流等级更高的钳位开关管。
72.而本实施例的控制方法中实现吸收主功率开关管漏源极电压尖峰的方法为：在次级绕组去磁结束前开通钳位开关管第三持续时间，将储存在钳位电容中的漏感能量释放到次级侧电路输出端；实现主功率开关管s1零电压导通的方法为：在再次开通整流管s2时，输出电压对次级绕组反向励磁，经过第四持续时间后关断整流管s2，关断后次级绕组极性翻转，初级绕组产生负向电流，该负向电流能够将主功率开关管s1的漏源极之间的结电容中储存的电荷完全抽空，从而实现主功率开关管s1零电压导通。可见，本实施例中实现吸收主功率开关管漏源极电压尖峰的功能和实现主功率开关管零电压导通的功能设计完全解耦，不仅同样能解决反激变换器中主功率开关管漏源极电压尖峰问题，避免rcd钳位电路损耗对反激变换器效率的影响，而且有源钳位电路中的钳位电容容值比现有技术中的钳位电容容值小，从而便于选择成本较低的钳位开关管，同时可以实现全范围输入电压下主功率开关管零电压开通，进一步提高反激变换器的效率。
73.其中，在第二持续时间，流过初级绕组的漏感电流通过钳位开关管s3的体二极管对钳位电容c1进行充电，从而实现了将初级绕组的漏感能量转移至钳位电容c1，在初级绕组漏感能量转移过程中，初级绕组的电流到零时钳位电容c1电压达到最大，可以据此设计钳位电容最大容值，具体地，可以依据反激变换器的输入电压最大值和输出电压最大值确定钳位电容最大容值。
74.优选地，第三持续时间与反激变换器的输出功率成正比，即输出功率越大，第三持续时间越长，原因在于输出功率越大，初级侧绕组的电流也越大，相应的漏感能量也会越大，因此钳位电容储存的漏感能量也就越多，因此第三持续时间就越长，从而能够将钳位电容的漏感能量完全释放。
75.优选地，在第三持续时间期间，钳位电容c1电压逐渐减小，直至第三持续时间结束时，钳位电容c1电压仍大于反射电压，原因在于整流管s2再次开通时，主功率开关管s1的漏源极电压等于n*vout+vin，而钳位电容c1电压仍大于反射电压，即钳位电容c1两端电压大于n*vout+vin，即有源钳位开关管s2的体二极管截止，从而避免次级侧输出端的能量往钳位电容c1转移，其中反射电压为变压器初次级匝比与反激变换器输出电压乘积。
76.优选地，第二持续时间结束于次级绕组电流减小到设定正向电流值之时，从而使
第三持续时间仍在次级绕组去磁时间之内，避免钳位电容与初级侧的漏感进行谐振到负半周期，造成漏感能量又重新回到钳位电容当中。
77.优选地，第四持续时间开始于主功率开关管s1的结电容电压谐振到波峰，此时整流管s2漏源极电压谐振到对应的波谷，目的在于在主功率开关管s1的结电容电压谐振到波峰时再次开通整流管s2，能够实现整流管s2波谷开通，减小整流管s2的开通损耗。具体地，在主功率开关管s1的结电容电压谐振到波峰时再次开通整流管s2，能使得反射电压对初级绕组的励磁电感反向激磁，当次级绕组电流达到设定负向电流时，关断整流管s2，此时初级绕组产生一负向电流，在负向电流到零之前导通主功率开关管s1，从而实现主功率开关管s1零电压开通。
78.以下结合图3所示反激变换器，对图4本发明控制方法的第一实施例的时序图进行详细分析，在反激变换器的每个工作周期内重复以下六个阶段：
79.第一阶段(t0-t1)：即第一持续时间内，初级侧控制器220生成高电平驱动信号lsgd，控制主功率开关管s1导通，输入电压vin对初级绕组励磁，初级侧电路中的电流il-p流过变压器t1并且线性地增加，变压器不断储存能量，当初级侧电路中的电流il-p达到一定值时，初级侧控制器220生成低电平驱动信号lsgd，控制主功率开关管s1关断。
80.第二阶段(t1-t2)：即第一时间间隔内，控制装置保持主功率开关管s1、整流管s2、钳位开关管s3均关断，初级侧电路中的电流il-p对主功率开关管s1结电容cds进行充电，主功率开关管s1漏源极电压vds-mp不断上升，当上升到vin+n*vout时，该阶段结束,其中vin为反激变换器的输入电压，vout为反激变换器的输出电压，n为变压器t1原边绕组与副边绕组的匝比。
81.第三阶段(t2-t3)：当主功率开关管s1的漏源极电压上升到vin+n*vout时，整流管s2漏源极电压vds-sr下降到零伏，第一时间间隔结束，进入第二持续时间，次级侧控制器211生成高电平srgd，控制整流管s2导通，储存在变压器t1中的能量开始转移到反激变换器的输出端，即变压器t1开始去磁，此时初级侧电路中的电流il-p会快速线性下降，其电流il-p会通过钳位开关管s3的体二极管对钳位电容c1进行充电，当电流il-p为零时，钳位电容c1两端电压达到最大。
82.在第四阶段(t3-t4)：当次级绕组的电流il-s减小到一正向电流值时，次级侧控制器211生成低电平srgd，控制整流管s2关断，第二持续时间结束。当整流管s2关断时，次级侧控制器211会向初级侧控制器220传递同步信号sync，当初级侧控制器220接收到同步信号sync时，初级侧控制器220生成高电平hsgd，控制钳位开关管s3导通，进入第三持续时间，储存在钳位电容c1中的漏感能量会通过变压器t1转移到次级输出端，钳位电容c1电压逐渐减小。钳位开关管s3导通时间最长不会超过钳位电容c1与漏感lk进行谐振的谐振周期时间的一半，且导通时间与反馈电路223获取的反馈信号fb呈线性关系，当输出功率高时，反馈信号fb也越高，初级侧控制器220也会相应的根据反馈信号fb适当加长钳位开关管s3的导通时间，当钳位开关管s3导通时间达到设定导通时间时，初级侧控制器220生成低电平hsgd信号，控制钳位开关管s3关断，钳位开关管s3关断时主功率开关管s1的漏源极电压为vin+n*vout，即钳位电容c1两端电压不低于n*vout。
83.在第五阶段t4-t5：钳位开关管s3关断后，进入第二时间间隔，主功率开关管s1的结电容cds和初级绕组的励磁电感lm谐振。
84.在第六阶段t5-t6：当主功率开关管s1的结电容电压谐振到第n个波峰时，此时整流管s2漏源极电压谐振到第n个波谷，次级侧控制器211生成高电平srgd信号，控制整流管s2开通，进入第四持续时间，反射电压对初级绕组的励磁电感lm反向激磁，当次级绕组的电流il-s达到设定负向电流时，次级侧控制器211生成低电平srgd信号，控制整流管s2关断，进入第三时间间隔，此时初级绕组的电流il-p会产生一负向电流，在负向电流到零之前初级侧控制器220生成高电平lsgd信号，控制主功率开关管s1导通，从而实现主功率开关管s1零电压开通；
85.其中，在第三阶段，钳位电容c1电压达到最大，最大值超过n*vout，故在第四阶段，钳位开关管s3导通时主功率开关管s1漏源极电压会突然上升。
86.其中，钳位开关管s3导通时间最长不会超过钳位电容c1与漏感lk进行谐振的谐振周期时间的一半。
87.第二实施例
88.针对上述第一实施例的控制方法，发明人观察到，当输入电压低于n*vout时，初级侧主功率开关管s1的漏源极电压可以自然到0v，因而可以实现零电压开关，因此可无需再次开通整流管s2第四持续时间。
89.图5为本发明控制方法第二实施例的时序图，请参见图5，本实施例的控制方法较第一实施例不同之处在于，在每个工作周期中还包括：获取表征反激变换器当前输入电压大小的输入电压信号，将输入电压信号vin与第一阈值vth比较，依据比较结果确定是否再次开通整流管s2第四持续时间，具体地：
90.当输入电压信号vin小于或等于第一阈值vth时，不会再次开通整流管s2第四持续时间；
91.当输入电压信号vin大于第一阈值vth时，再次开通整流管s2第四持续时间。
92.其中，依据比较结果确定是否再次开通所述整流管第四持续时间是通过初级侧控制器220是否向次级侧控制器211通传递同步信号sync实现的，具体地；
93.当输入电压信号vin小于或等于第一阈值vth时，初级侧控制器220向次级侧控制器211传递同步信号sync，使得次级侧控制器211不会再次开通整流管s3第四持续时间；
94.当输入电压信号vin大于所述第一阈值vth时，初级侧控制器220不向次级侧控制器211传递同步信号sync，使得次级侧控制器211再次开通整流管s3第四持续时间。
95.优选地，输入电压信号vin通过采样电阻直接分压获得。
96.其中，当输入电压信号vin大于所述第一阈值vth时，本实施例控制方法的工作时序与第一实施例相同，请参见图4。
97.其中，当输入电压信号vin小于或等于第一阈值vth时，本实施例控制方法的工作时序请参见图6。此种情况下，初级侧控制器220被配置为根据反激变换器的输入电压信号vin、反馈信号fb、主功率开关管漏源极电压信号vds-mp、同步信号sync控制主功率开关管s1和有源钳位开关管s3的导通和关断；次级侧控制器220被配置为根据整流管漏源极电压信号vds-sr和同步信号sync控制整流管s2的导通和关断。
98.需要说明的是，在输入电压信号vin小于或等于第一阈值vth的情况下，当第一阈值设定接近为n*vout时，主功率开关管s1漏源极电压vds-mp在波谷时也能接近零电压开通，其计算公式vds-mp＝vin-n*vout，也能降低主功率开关管s1的开关损耗。
99.以下结合图3所示反激变换器，对图6所示时序图进行详细分析，在此控制时序下在反激变换器的每个工作周期内重复以下六个阶段：
100.第一阶段(t0-t1)：与第一实施例相同，不重复叙述。
101.在第二阶段(t1-t2)：与第一实施例相同，不重复叙述。
102.在第三阶段(t2-t3)：与第一实施例相同，不重复叙述。
103.在第四阶段(t3-t4)：与第一实施例不同之处在于，当输入电压小于等于第一阈值vth时，初级侧控制器220向次级侧控制器211传递同步信号sync，使得次级侧控制器211不会再次开通整流管s3第四持续时间。
104.在第五阶段(t4-t5)：与第一实施例相同，不重复叙述。
105.在第六阶段(t5-t6)：当初级侧控制器220检测主功率开关管s1漏源极电压vds-mp谐振到第n个波谷时，初级侧控制器220生成高电平lsgd信号,控制主功率开关管s1导通(此时已进入下一个工作周期)，且次级侧控制器211检测到同步信号sync信号时整流管s2不会再次开通；
106.其中，主功率开关管s1漏源极电压在波谷时的电压为vds-mp＝vin-n*vout，由于vin小于等于第一阈值vth，因此主功率开关管s1也能实现零电压开通。
107.第三实施例
108.本实施例提供了一种控制装置，应用于图3所示的反激变换器，其中的反激变换器包括初级侧电路、次级侧电路、变压器t1和本实施例的控制装置；初级侧电路包括主功率开关管s1、钳位开关管s3、钳位电容c1和变压器t1的初级绕组；次级侧电路包括整流管s2和变压器t1的次级绕组；主功率开关管s1、钳位开关管s3和整流管s2在反激变换器的每个工作周期初始状态为关断；本实施例的控制装置包括：
109.初级侧控制器220，被配置为控制主功率开关管s1和钳位开关管s3的导通和关断；
110.次级侧控制器211，被配置为控制整流管s2的导通和关断；
111.隔离电路221，被配置为双向传递初级侧控制器220和次级侧控制器211之间的同步信号sync；
112.以及控制逻辑，被配置为在每个工作周期中执行第一实施例各控制方法具体实施方式和第二实施例中控制方法各具体实施方式中任一个的控制动作。
113.本实施例的控制装置的有益效果与第一实施例/第二实施例中的具体实施方式对应一致，不重复叙述。
114.第四实施例
115.本实施例提供了一种反激变换器，参见图3所示，包括：初级侧电路、次级侧电路、变压器t1和第三实施例中控制装置具体实施方式的任意之一；初级侧电路包括主功率开关管s1、钳位开关管s3、钳位电容c1和变压器t1的初级绕组；次级侧电路包括整流管s2和变压器t1的次级绕组；控制装置用于控制主功率开关管s1、钳位开关管s3和整流管s2的导通和关断；主功率开关管s1、钳位开关管s3和整流管s2在反激变换器的每个工作周期初始状态为关断。
116.本实施例的控制装置的有益效果间接与第一实施例/第二实施例中的具体实施方式对应一致，不重复叙述。
117.以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对
本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干等同电源、改进和润饰，这些等同电源、改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。