一种DC变换电路的制作方法

一种dc变换电路
技术领域
1.本发明涉及dc变换器，尤其涉及一种dc变换电路。


背景技术：

2.随着电动汽车的普及。越来越多的消费者非常关注电动汽车的续航里程。为了提高电动汽车的里程，需要增加电池容量。考虑到电动汽车的线束电流通过能力的限制，电动汽车的动力电池可能采用500v-1000v的高压电池系统。因此作为电动汽车充电桩需要满足200v-500v低压的动力电池充电的需要，也要满足500v-1000v高压动力电池充电的需要。llc电路在谐振开关频率附近可以实现全负载范围的开关器件软开关，在高开关频率下实现较小的开关损耗。高开关频率可以减小磁性元器件体积，从而实现高功率密度。因此充电桩的dc变换器常常选择llc电路。
3.为了充分发挥llc电路的软开关特性，无法将llc的输出比输入电压的范围做的很宽，也无法满足200v-1000v的满载宽电压输出。为了实现宽电压范围输出，比较常见的办法是采用两路输出，低压输出时让两路输出并联，高压输出时让两路输出串联。该方案需要用到三个接触器或继电器开关。动力电池电池电压在充电过程中会慢慢上升，有可能出现整个充电过程中先并联充电然后切换到串联充电，在输出切换过程需要先将变换器输出关闭，然后调整三个输出开关后，再重新输出。因此该方案不仅需要三个输出控制开关，增加了成本和体积，还需要切换时间，并且切换过程中需要关闭输出。


技术实现要素：

4.本发明要解决的技术问题是提供一种结构简单、能够实现宽电压输出的dc变换电路。
5.为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是，一种dc变换电路，包括直流输入端、直流输出端、两个变压器、两个与变压器对应的原边电路和两个与变压器对应的副边电路，原边电路包括逆变电路和lc谐振电路；逆变电路的输出端接lc谐振电路的输入端，变压器的原边绕组串接在对应原边电路的lc谐振电路中；两个逆变电路的输入端并接在所述的直流输入端；副边电路包括输出整流电路，输出整流电路的输入端接变压器的副边绕组，两个输出整流电路的输出端并接在所述的直流输出端；两个变压器的副边绕组反向串接。
6.以上所述的dc变换电路，所述的逆变电路为全桥逆变电路，所述的输出整流电路为全桥整流电路。
7.以上所述的dc变换电路，当第一逆变电路与第二逆变电路的驱动同步时，直流输出端实现低压输出；当第一逆变电路与第二逆变电路的驱动错相180
°
时，直流输出端实现倍压输出。
8.本发明两个全桥llc的原边电路并联，两个变压器的副边绕组反向串接，两个输出整流电路的输出端并联，在不需要增加器件的情况下可以实现较宽的电压输出。
附图说明
9.下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
10.图1是本发明实施例dc变换电路的电路图。
11.图2是本发明实施例dc变换电路逆变电路驱动同相位时的波形图。
12.图3是本发明实施例dc变换电路逆变电路驱动相位相差180
°
时的波形图。
具体实施方式
13.本发明实施例dc变换电路的结构和原理如图1至图3所示，包括高压直流输入端vi、直流输出端vo、变压器t1、变压器t2、两个与变压器(t1、t2)分别对应的原边电路和两个与变压器(t1、t2)分别对应的副边电路。
14.与变压器对应的原边电路包括由逆变电路和lc谐振电路。与变压器t1对应的原边电路包括由功率开关管q1、q2、q3、q4组成的第一全桥逆变电路和由谐振电感lr1、谐振电容cr1与变压器t1的原边绕组n1_1串联组成的第一1lc谐振电路。第一全桥逆变电路的输出端a,b接第一lc谐振电路的输入端。与变压器t2对应的原边电路包括由功率开关管q5、q6、q7、q8组成的第二全桥逆变电路和由谐振电感lr2、谐振电容cr2与变压器t2的原边绕组n2_1串联组成的第二1lc谐振电路。第二全桥逆变电路的输出端e,f接第二lc谐振电路的输入端。两个逆变电路的输入端与高压直流输入电容c1并接在高压直流输入端vi。
15.与变压器对应的副边电路包括输出整流电路，输出整流电路包括全桥整流电路和输出电容。输出整流电路的输入端接对应变压器的副边绕组，两个输出整流电路的输出端并接在所述的直流输出端vo。
16.变压器t1的副边绕组n1_2与由二极管d1，d2，d3，d4组成的第一全桥整流电路相连，连接点为c,d。连接点为vcd。变压器t2的副边绕组n2_2与由二极管d5，d6，d7，d8组成的第二全桥整流电路相连，连接点为g,h。两个变压器t1和t2的结构与参数相同。。两个全桥整流电路的输出端并联，输出电压vo。两个变压器的副边绕组反向串接，即变压器t1的副边绕组n1_2的第二端与变压器t2的副边绕组n2_2的第二端相互连接。
17.本发明以上实施例dc变换电路驱动同相位的工作波形如图2所示。此时，第一逆变电路与第二逆变电路的mos开关管的驱动完全一致，占空比、频率和相位相同。开关管q1、q4、q5、q8驱动相同。开关管q2、q3、q6、q7驱动相同。两个逆变电路输出电压vab和vef相同。两个变压器副边绕组电压vcd和vgh相同。因此此时两个整流电路的输出电压vo=|vcd|=|vgh|。
18.本发明以上实施例dc变换电路驱动相位相差180
°
的工作波形如图3所示。此时第一逆变电路和第二逆变电路的mos开关管的驱动相位相差180
°
，占空比、频率相同。开关管q1、q4、q6、q7驱动相同。开关管q2、q3、q5、q8驱动相同。逆变电路输出电压vab和vef相位相差180
°
，vab=-vef。副边绕组电压vcd和vgh相差180
°
，vcd=-vgh。当开关管q1、q4、q6、q7导通时，vcd为正电压，vgh为负向电压。因为连接点d和h相连，此时两个副边绕组串联工作输出，变压器t1的副边绕组n1_2的 c点输出的电流通过二极管d1流向直流输出端正极，直流输出端负极返回的电流通过输出二极管d6流回，从g点进入变压器t2的副边绕组n2_2。二极管d2和d5反向截止。二极管d3，d4，d7，d8不工作。此时输出电压vo=|vcd|+|vgh|=2|vcd|。当开关管q2、q3、q5、q8导通时，vcd为负电压，vgh为正向电压。因为连接点d和h相连，此时两个副边
绕组串联工作输出，通过二极管d5连接直流输出端正极，端子负极通过输出二极管d2流回绕组。二极管d1和d6反向截止。二极管d3，d4，d7，d8不工作。此时直流输出端输出电压vo=|vcd|+|vgh|=2|vcd|。
19.如图3所示，开关管q5和q6是互补的。开关管q1导通为高电平时，开关管q5为低电平，开关管q1为低电平时，开关管q5为高电平。即为相位相差180
°
。同理，vab与vef相位相差180
°
；vcd与vgh相差180
°
，直流输出端输出电压vo=|vcd|+|vgh|=2|vcd|。
20.本发明以上实施例通过两个全桥llc的原边电路并联，两个整流桥的第二桥臂中点（变压器t2的副边绕组n2_2的第二端）相连，两个输出整流电路的输出端并联。原边全桥逆变电路驱动的发波相位相同时可以实现低压范围输出，原边全桥逆变电路驱动的发波相位相差180
°
时，可以实现倍压输出。在不需要增加任何器件的情况下可以实现宽的输出电压范围。