一种两相锯齿波电压模PWM控制电路

一种两相锯齿波电压模pwm控制电路
技术领域
1.本发明属于电路技术领域，具体涉及一种两相锯齿波电压模pwm控制电路。


背景技术：

2.随着5g、ai人工智能、区块链、大数据技术的发展，越来越多的电子设备接入互联网，各种数据呈现指数爆炸型增长，而这些海量数据推动数据中心向超大规模发展。数据中心中存储器、cpu、gpu和asic的供电电压在1v左右，传统数据中心供电系统架构为48/12/1v。2017年，谷歌公司正式发布48/1v单级供电系统架构，近年来有关48v转1v的系统拓扑可以大致分为隔离拓扑、谐振拓扑和混合拓扑。其中隔离拓扑最大的弊端在于需要高匝比的变压器，笨重的变压器占据了pcb上大量面积，影响系统的功率密度；同时谐振拓扑往往需要通过辅助级来调整输出,需要两级结构；非隔离的混合拓扑引入飞电容和电感，提高了系统的整体效率，同时增加了功率密度。
3.目前在混合拓扑中，双降压(double step down，dsd)架构因其2倍占空比的提高和2倍等效频率的提升成为一种合适的候选方案，图1和图2分别是dsd架构和其稳态波形。然而在负载跳变时，稳定的控制实现快速响应仍然是个挑战。因为dsd结构需要两相相差180度且不交叠的控制信号，迟滞控制显然不适用。传统pwm控制负载跳变时存在固有周期延时(如果负载跳变发生在pwm波之后，需要等待下一个pwm波到来才能调整)且存在两相控制交叠风险。现有提出的一种自适应开关时间(ao2t)控制，但该控制需要复杂的镜像复制电路且跳变时仍然需要高达8.2μs的恢复时间。
4.综上所述，在目前48v转1v领域内，针对dsd架构的可靠控制环路还需要进一步完善，尤其是在负载跳变时能够快速响应负载的环路还需要进一步探索。


技术实现要素：

5.本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种两相锯齿波电压模pwm控制电路，实现功率级电路的稳定控制，针对pwm控制固有周期延迟，采用瞬态响应加速模块，减少了负载跳变时的欠冲和恢复时间，提高了瞬态性能，以解决dsd架构在负载跳变时负载无法快速响应的技术问题。
6.本发明采用以下技术方案：
7.一种两相锯齿波电压模pwm控制电路，包括电阻分压采样功率级电路，电阻分压采样功率级电路用于输出电压产生两路电压反馈信号，电阻分压采样功率级电路分别连接两相锯齿波电压模控制环路和瞬态响应加速模块，当负载跳变发生时，瞬态响应加速模块将产生的两相高频脉冲信号发送至两相锯齿波电压模控制环路，两相锯齿波电压模控制环路产生占空比信号pwm1和pwm2通过死区控制模块和驱动模块产生栅极控制信号，分别控制电阻分压采样功率级电路中功率管的导通和关断。
8.具体的，两相锯齿波电压模控制环路包括误差放大器ea和两相锯齿波及时钟信号产生电路，误差放大器ea的输入端负极接电压反馈信号，输入端正极接参考电压，误差放大
器ea的输出端分别连接第一比较器和第二比较器的输入端负极，第一比较器和第二比较器的输入端正极分别连接两相锯齿波及时钟信号产生电路输出的两相交错锯齿波，第一比较器的输出端和两相锯齿波及时钟信号产生电路产生的一路时钟信号经第一锁存器连接第一与门，第二比较器的输出端和两相锯齿波及时钟信号产生电路产生的另一路时钟信号经第二锁存器连接第二与门，瞬态响应加速模块产生的两路信号分别连接第一与门和第二与门，第一与门产生占空比信号pwm1经第一反相器输出信号s1，第二与门输出信号s2，信号s1和信号s2经或门输出占空比信号pwm2。
9.进一步的，两相锯齿波及时钟信号产生电路包括第一d触发器、第二d触发器和第三d触发器，振荡器产生的信号osc5依次通过第二d触发器、第三d触发器和第一d触发器后分别连接第一锯齿波产生电路，第二锯齿波产生电路，第一脉冲减小模块和第二脉冲减小模块，通过第一d触发器将振荡器产生的时钟信号分成两相占空比为50％的信号，然后通过第一锯齿波产生电路和第二锯齿波产生电路产生两相锯齿波，通过第一脉冲减小模块和第二脉冲减小模块产生两相时钟信号。
10.更进一步的，锯齿波产生电路包括跨导放大器，跨导放大器的输入正极接参考电压，输入负极接电压反馈信号，跨导放大器的输出端连接场效应管nm1的栅极，场效应管nm1的源级与跨导放大器的输入负极经电阻r5接地，场效应管nm1的漏极分两路，一路连接场效应管pm1的漏极，另一路分别连接场效应管pm1和场效应管pm2的栅极，场效应管pm1源级与场效应管pm2的源级连接，场效应管pm2漏极连接场效应管pm3的源级，场效应管pm3的漏极分两路，一路经电容c1接地，另一路与场效应管nm2的漏极连接，场效应管nm2的源级接地，场效应管nm2的栅极与场效应管pm3的栅极连接振荡器。
11.具体的，占空比信号pwm1和pwm2为两相对称的占空比信号。
12.具体的，瞬态响应加速模块包括振荡器，振荡器分别连接选择器mux1的第2端口和选择器mux2的第2端口，选择器mux1的第1端口连接gnd，选择器mux1的第3端口经第二反相器输出一相高频脉冲信号，选择器mux2的第1端口连接vdd，选择器mux2的第3端口输出另一相高频脉冲信号，选择器mux1和选择器mux2的s端分别连接第三比较器的输出端，第三比较器的输入端负极连接电压反馈信号，输入端正极连接参考电压。
13.进一步的，稳态时，第三比较器输出低电位，选择器mux1和选择器mux2分别选择输出低电位和高电位；负载跳变时，第三比较器输出高电位，选择器mux1和选择器mux2输出高频的脉冲束，瞬态响应加速模块输出两路相反的高频脉冲信号，控制功率管导通和关断。
14.具体的，电阻分压采样功率级电路包括功率管s
ha
，功率管s
ha
的漏极连接输入电压v
in
，功率管s
ha
的源级分两路，一路经功率管s
hb
的漏极和源级分别连接电感lb的一端以及功率管s
lb
的漏极，功率管s
lb
的源级接地；另一路经电容c
fly
分别连接电感la的一端，以及功率管s
la
的漏极，功率管s
la
的源级接地，电感la的另一端和电感lb的另一端并联连接后分四路，第一路经电容c
out
接地，第二路经电阻r
out
接地，第三路经电阻r1后分两路，一路连接瞬态响应加速模块，第二路经电阻r2接地；第四路经电阻r3后分两路，一路连接两相锯齿波电压模控制环路，另一路经电阻r4接地。
15.进一步的，功率管s
ha
和s
la
的控制信号与功率管s
hb
和s
lb
的控制信号相互对称。
16.进一步的，功率管s
ha
和s
la
的控制信号与功率管s
hb
和s
lb
的控制信号相差180度。
17.与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：
18.本发明一种两相锯齿波电压模pwm控制电路，采用两相交错锯齿波与同一误差放大器输出信号通过两个比较器产生两相对称的pwm控制信号，实现了对功率级电路的两相对称控制，避免了两相高侧管同时导通的风险，保证了飞电容两端电压维持在v
in
/2，达到了两路平均电感电流相等的目的。针对pwm控制固有周期延迟问题，提出了一种瞬态响应加速模块，其基本原理是在负载跳变发生时等效提升开关频率，快速控制功率级电路中功率管的导通和关断，达到快速响应负载跳变的目的；当负载跳变发生时，瞬态响应加速模块动作，产生两相相反的高频脉冲信号，通过与门逻辑并入两相锯齿波pwm控制环路，可以快速实现功率级电路中功率管的导通和关断，减少了欠冲和恢复时间，提升了瞬态性能。
19.进一步的，电压反馈信号与基准电压通过误差放大器产生误差放大信号，同一误差放大信号与两相交错的锯齿波分别通过两个比较器产生两相对称的占空比控制信号，可以实现对功率级电路功率管的稳定控制。同时控制环路通过与门可以接收瞬态响应加速模块产生的信号，在负载跳变发生时，瞬态响应加速模块产生两相高频脉冲信号，快速控制功率管导通和关断，达到快速响应负载变化的目的。
20.进一步的，锯齿波模块电路通过一个跨导运算放大器控制流过电阻r5上的电流大小，通过电流镜技术复制该电流，通过osc2信号控制开关管pm3和nm2导通和关断，实现对电容c1的充放电，从而产生单相锯齿波ramp2。当ocs2为低电位时，开关管pm3导通，开关管nm2关断，此时给电容c1充电，ramp2波形为三角波上升沿；当ocs2为高电位时，开关管pm3关断，开关管nm2导通，此时电容c1放电，ramp2波形为三角波下降沿并维持低电位，直到osc2变为低电位开启下一个周期。
21.进一步的，在系统稳态时，两相锯齿波电压模pwm控制环路产生两相占空比对称的控制信号pwm1和pwm2，可以实现功率级电路功率管的稳定控制，保证了功率级电路两路平均电感电流相等。
22.进一步的，振荡器产生信号osc5依次通过第二d触发器，第三d触发器和第一d触发器，产生占空比为50％的两相相反的信号，这两相信号通过脉冲减小模块可以产生两相时钟信号，通过锯齿波模块电路可以产生两相交错的锯齿波。利用该方案产生的两相锯齿波相位相差180
°
，单相锯齿波一半周期处于低电平信号，一半周期为三角波。这样的两相锯齿波保证了两相对称占空比信号的产生。
23.进一步的，通过电压反馈采样功率级电路输出电压，当负载从轻载跳向重载时，输出电压会下降。当输出电压下降到设定的电压阈值时，比较器输出高电位，此时两个多路选择器会选择输出高频脉冲信号，快速控制功率级电路中功率管的导通和关断，实现对负载的快速响应。
24.进一步的，系统稳态时，第三比较器输出低电位，选择器mux1和选择器mux2选择分别输出低电位和高电位，此时瞬态响应加速模块信号不会对pwm控制信号造成影响，系统稳态运行；当负载跳变发生时，第三比较器输出高电位，选择器mux1和选择器mux2输出高频的脉冲束，瞬态响应加速环路输出两路连续相反的高频脉冲信号，控制功率管导通和关断，瞬态响应加速模块速度快于pwm控制环路速度，可以对负载变化及时做出调整。
25.进一步的，功率级电路采用飞电容与两相buck相结合的方式，在中间串联电容，同时b相高侧开关的漏端连接到a相高侧开关的源端，而不是输入电源，结合了开关电容和降压转换器的优点；通过引入一个飞电容和两个电感器，可以带来2倍占空比增加的收益，每
一路等效的输入电压为v
in
/2，并且是两路充电，相当于获得了2倍的频率特性和导通时间，从而减小了延时的影响；与此同时，较高的电源电压v
in
导致高压管开关损耗增加，而dsd结构中的飞电容维持v
in
/2，减小了器件电压的应力，允许使用小寄生的低压器件，同时电感电流能够自动平衡，电感的电流纹波相比buck也会减少。
26.进一步的，在系统稳态时，两相锯齿波电压模pwm控制环路产生两相占空比对称的控制信号pwm1和pwm2，经过死区模块和驱动模块后，产生功率管栅极控制信号，可以实现功率级电路功率管的稳定控制，保证了功率级电路两路平均电感电流相等。
27.进一步的，在系统稳态时，功率管s
ha
和s
la
的控制信号与功率管s
hb
和s
lb
的控制信号相差180度，这样可以实现两相占空比互不交叠，两相电感交错充放电，飞电容两端电容维持在v
in
/2，系统能够稳定运行。
28.综上所述，本发明采用两相交错锯齿波与同一误差放大器输出信号通过两个比较器产生两相对称的pwm控制信号，实现了对功率级电路的两相对称控制，避免了两相高侧管同时导通的风险，保证了飞电容两端电压维持在v
in
/2，达到了两路平均电感电流相等的目的。针对pwm控制固有周期延迟问题，提出了一种瞬态响应加速模块，其基本原理是在负载跳变发生时等效提升开关频率，快速控制功率级电路中功率管的导通和关断，达到快速响应负载跳变的目的。当负载跳变发生时，瞬态响应加速模块动作，产生两相相反的高频脉冲信号，通过与门逻辑并入两相锯齿波pwm控制环路，可以快速实现功率级电路中功率管的导通和关断，减少了欠冲和恢复时间，提升了瞬态性能。
29.下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
30.图1为双降压转换器拓扑图；
31.图2为双降压转换器关键波形图；
32.图3为应用本发明两相锯齿波电压模pwm控制电路的双降压转换器系统框图；
33.图4为应用本发明两相锯齿波电压模pwm控制电路的双降压转换器稳态波形图；
34.图5为应用本发明两相锯齿波电压模pwm控制电路的双降压转换器瞬态波形图；
35.图6为本发明两相锯齿波电压模pwm控制电路的两相锯齿波电压模控制环路图；
36.图7为本发明两相锯齿波电压模控制环路的时钟和锯齿波模块电路图；
37.图8为本发明两相锯齿波电压模pwm控制电路的瞬态响应加速模块电路图；
38.图9为开关频率500khz时，负载从10ma跳到1a时，加入和不加入瞬态响应加速模块下欠冲和恢复时间对比仿真图；
39.图10为应用本发明两相锯齿波电压模pwm控制电路的双降压转换器效率仿真曲线图。
具体实施方式
40.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
41.在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”、“一侧”、“一端”、“一边”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
42.在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
43.应当理解，当在本说明书和所附权利要求书中使用时，术语“包括”和“包含”指示所描述特征、整体、步骤、操作、元素和/或组件的存在，但并不排除一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元素、组件和/或其集合的存在或添加。
44.还应当理解，在本发明说明书中所使用的术语仅仅是出于描述特定实施例的目的而并不意在限制本发明。如在本发明说明书和所附权利要求书中所使用的那样，除非上下文清楚地指明其它情况，否则单数形式的“一”、“一个”及“该”意在包括复数形式。
45.还应当进一步理解，在本发明说明书和所附权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。
46.在附图中示出了根据本发明公开实施例的各种结构示意图。这些图并非是按比例绘制的，其中为了清楚表达的目的，放大了某些细节，并且可能省略了某些细节。图中所示出的各种区域、层的形状及它们之间的相对大小、位置关系仅是示例性的，实际中可能由于制造公差或技术限制而有所偏差，并且本领域技术人员根据实际所需可以另外设计具有不同形状、大小、相对位置的区域/层。
47.本发明提供了一种两相锯齿波电压模pwm控制电路，实现了两相锯齿波电压模控制环路和一种瞬态响应加速模块，通过48v转1v dc/dc转换器实现。
48.请参阅图3，本发明一种两相锯齿波电压模pwm控制电路，包括电阻分压采样功率级电路，死区控制模块，驱动模块，两相锯齿波电压模控制环路和瞬态响应加速模块；将通过电阻分压采样功率级电路输出电压得到的两路电压反馈信号分别连接两相锯齿波电压模控制环路和瞬态响应加速模块，当负载跳变发生时，瞬态响应加速模块产生两相高频脉冲信号并发送至两相锯齿波电压模控制环路，两相锯齿波电压模控制环路产生两相对称的占空比信号pwm1和pwm2，依次经死区控制模块和驱动模块后，分别连接电阻分压采样功率级电路中的功率管，实现对电阻分压采样功率级电路的控制。
49.瞬态响应加速模块能够解决pwm控制固有周期延迟问题，加速原理为：
50.当负载跳变时，系统的开关频率等效提升，快速响应负载的变化；
51.当检测到负载跳变发生时，瞬态响应加速模块动作，在电压环pwm波形未到来之前，产生两路连续的相反的高频脉冲信号控制两路开关管导通和关断，两路电感电流快速交错充放电，减小了两路电感电流差异，减小了欠冲和恢复时间。
52.请参阅图6，两相锯齿波电压模控制环路包括误差放大器ea和两相锯齿波及时钟
信号产生电路，误差放大器ea的输入端负极接电压反馈信号vfb2，输入端正极接参考电压vref2，误差放大器ea的输出端分别连接第一比较器和第二比较器的输入端负极，第一比较器和第二比较器的输入端正极分别连接两相锯齿波及时钟信号产生电路的输出，第一比较器的输出端和两相锯齿波及时钟信号产生电路产生的时钟信号clk1经第一锁存器产生输出信号qn1，输出信号qn1瞬态响应加速模块输出信号vtp1经第一与门输出占空比信号pwm1，第二比较器的输出端和两相锯齿波及时钟信号产生电路产生的时钟信号clk2经第二锁存器产生输出信号qn2，输出信号qn2和瞬态响应加速模块输出信号vtp2经第二与门输出信号s2，pwm1信号通过第一反向器输出信号s1，信号s1和信号s2通过或门输出占空比信号pwm2，两相锯齿波及时钟信号产生电路产生的两相交错锯齿波ramp1和ramp2与同一误差放大器ea的输出信号v
ea
通过两个比较器comp分别进行比较，产生两相对称的占空比信号pwm1和pwm2，分别控制dsd架构的两相电路。
53.其中，产生的两相对称控制信号避免了传统pwm控制存在的两相高侧管同时导通的风险，而且相比镜像复制电路大大减小了控制环路复杂度。
54.请参阅图7，两相锯齿波及时钟信号产生电路包括第一d触发器、第二d触发器和第三d触发器，振荡器产生的信号osc5依次通过第二d触发器、第三d触发器和第一d触发器后分别连接第一锯齿波产生电路，第二锯齿波产生电路，第一脉冲减小模块和第二脉冲减小模块，通过第一d触发器将振荡器产生的时钟信号分成两相占空比为50％的信号osc1和osc2，然后通过对应的锯齿波产生电路和脉冲缩小模块，产生两相锯齿波ramp1和ramp2以及两相时钟信号clk1和clk2。
55.其中，锯齿波产生电路包括跨导放大器，跨导放大器的输入正极接参考电压vref3，输入负极接电压反馈信号vfb3，跨导放大器的输出端连接场效应管nm1的栅极，场效应管nm1的源级与跨导放大器的输入负极经电阻r5接地，场效应管nm1的漏极分两路，一路连接场效应管pm1的漏极，另一路分别连接场效应管pm1和场效应管pm2的栅极，场效应管pm1源级与场效应管pm2的源级连接，场效应管pm2漏极连接场效应管pm3的源级，场效应管pm3的漏极分两路，一路经电容c1接地，另一路与场效应管nm2的漏极连接，场效应管nm2的源级接地，场效应管nm2的栅极与场效应管pm3的栅极连接振荡器；通过一个跨导放大器和电阻调控电容充电电流大小，通过osc1和osc2信号控制场效应管pm3和场效应管nm2的导通和关断，实现对电容c1的充放电，从而产生锯齿波信号。
56.请参阅图8，瞬态响应加速模块包括振荡器、第三比较器、选择器mux1、选择器mux2和第二反相器，振荡器分别连接选择器mux1和选择器mux2的第2端口，选择器mux1的第1端口连接gnd，选择器mux1的第3端口经第二反相器输出两相高频脉冲信号vtp1，选择器mux2的第1端口连接vdd，选择器mux2的第3端口输出两相高频脉冲信号vtp1，选择器mux1和选择器mux2的s端分别连接第三比较器输出端产生的输出信号vcomp3，第三比较器的输入端负极连接电压反馈信号vfb1，输入端正极连接参考电压vref1；相当于提高了系统瞬态响应时等效开关频率，通过采样输出电压的变化来产生相应开关控制信号，不会影响正常的pwm控制。
57.稳态时，第三比较器输出为低电位，选择器mux1和选择器mux2选择输出高低电位，瞬态响应加速模块输出两路高电位信号，然后与pwm控制信号做与逻辑运算，不会影响pwm波形。
58.负载跳变时，第三比较器输出为高电位，选择器mux1和选择器mux2输出高频的脉冲束，瞬态响应加速模块输出两路连续的相反的高频脉冲信号，此瞬态响应加速模块速度快于电压模pwm控制环路，连续迅速的控制功率管导通和关断，实现快速响应负载变换，减小欠冲和恢复时间。用户根据需求配置不同的电阻分压比例来改变瞬态响应欠冲的谷值，可以通过改变振荡器频率来改变瞬态响应时开关管频率，通过选择在输出信号端加入脉冲压缩模块，改变瞬态响应时开光管的导通时间；瞬态响应加速模块同样适用于其他dc/dc转化器，尤其适用于需要两路控制信号的dc/dc转换器。
59.请参阅图3，电阻分压采样功率级电路包括输入电压v
in
，输入电压v
in
的负极接地，正极连接功率管s
ha
的漏极，功率管s
ha
的源级分两路，一路经功率管s
hb
的漏极和源级分别连接电感lb的一端以及功率管s
lb
的漏极，功率管s
lb
的源级接地；另一路经电容c
fly
后分别连接电感la的一端，以及功率管s
la
的漏极，功率管s
la
的源级接地，电感la的另一端和电感lb的另一端并联连接后分四路，第一路经电容c
out
接地，第二路经电阻r
out
接地，第三路经电阻r1后分两路，一路连接瞬态响应加速模块，第二路经电阻r2接地；第四路经电阻r3后分两路，一路连接两相锯齿波电压模控制环路，另一路经电阻r4接地。
60.请参阅图4，功率管s
ha
和s
la
需要一组控制信号，功率管s
hb
和s
lb
需要第二组控制信号，这两组控制信号需要相差180度，相互对称。本发明设计了一种两相锯齿波电压模pwm控制方法，采用一种两相周期交错的锯齿波，两相锯齿波相差180度，与误差放大器信号比较可以产生相差180度的两相pwm控制信号，实现了对dsd架构的稳健控制，不需要复杂的占空比复制电路，同时可以避免占空比复制电路复制精度带来的误差。
61.请参阅图5，包括pwm比较器固有延时和发生负载跳变时，加入瞬态响应加速模块前后的对比图。当负载跳变发生在一个pwm波到来之前，系统可以立即调整占空比来响应负载变化，这可以使得欠冲和恢复时间减小，但是当负载跳变发生在一个pwm波之后，则需要等待一个周期直到下一个pwm波到来才能进行占空比调整，而此时输出电压已经产生较大欠冲，调整恢复时间也会变得很长。针对这一pwm波固有延迟问题，本发明设计了一种瞬态响应加速模块，原理是当检测到输出电压低于设定的电压阈值后，瞬态加速环路就会产生两路连续的相反的高频脉冲束，具体波形如图5所示，在pwm控制波形到来之前快速控制两路功率管的导通和关断，达到及时响应输出负载变化的目的，这样就可以减小欠冲和恢复时间。
62.请参阅图9，在单相开关频率500khz下，负载跳变波形图。500khz下输出电压v
out
稳态纹波为11.4mv，说明所提出的两相锯齿波电压模控制环路可以实现dsd架构的稳健控制。负载电流在10ns时间内从10ma变化到1a，不加入瞬态响应加速模块时，欠冲为200mv，恢复时间为5.3μs。加入瞬态响应加速模块后，欠冲为102mv，恢复时间为1.6μs，欠冲减小了49％，恢复时间减少了70％。加入瞬态响应加速模块后，两路的电感电流的差值也比不加入时小很多，电感电流匹配和快速恢复匹配，可以避免飞电容两端电压v
cfly
偏离v
in
/2过大。
63.仿真结果表明，所提出的瞬态响应加速模块加快瞬态响应速度，减小欠冲和恢复时间。
64.请参阅图10，dsd转换器的效率曲线中，在250khz开关频率下，峰值效率为92.7％，在500khz下，峰值效率为90％，在750khz开关频率下，峰值效率为87.8％，在1000khz开关频率下，峰值效率为86％。
65.两相锯齿波电压模控制环路和瞬态响应加速模块适用于其他需要两路控制信号的dc/dc转换器，能够稳健的实现两路pwm控制，用户可自己配置电阻比例来改变瞬态响应加速模块的开启电压值。瞬态发生时，产生的脉冲数频率可配置振荡器的频率来改变，脉冲数的宽度可以加入脉冲缩小模块来进行调节。所提出的瞬态响应加速模块适用于各种对瞬态响应速度有需求的场景。
66.为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中的描述和所示的本发明实施例的组件可以通过各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
67.在负载跳变发生时，传统pwm存在调节两路占空比同时超过0.5的情况，此时两相高侧管存在同时导通的风险，会使得图1中v
swb
节点电压达到48v，使得s
lb
功率管存在被击穿的风险。如果采用ao2t的控制方案，通过采样一路电感电流来产生一相的控制信号，通过一个镜像电路复制延时电路产生另一相控制电路，这种方案电路设计复杂，不利于整体效率的提升，且负载跳变时环路响应速度过慢仍需要高达8.2μs的恢复时间。
68.本发明设计的两相锯齿波电压模控制环路，在系统稳态时，两相交错锯齿波ramp1和ramp2与同一误差放大器输出信号v
ea
通过两个比较器分别进行比较，产生两相对称的占空比信号pwm1和pwm2，分别控制dsd架构的两相电路。这样产生的两相对称的控制信号，避免了传统pwm控制存在的两相高侧管同时导通的风险，而且相比镜像复制电路大大减小了控制环路复杂度，提高了系统效率。
69.因为pwm控制中存在固有周期延迟，即当负载跳变发生在一个pwm到来之后，需要等待下一个pwm波到来时，系统才能对负载变化进行调整。在等待这段时间内，输出电压会出现较大欠冲，恢复时间也因此变长，dsd两路电感电流会在环路调整中会产生较大偏差，不利于系统快速稳定。
70.本发明设计的瞬态响应加速模块可以配合两相锯齿波电压模控制环路。当负载跳变发生时，输出电压会下降，当输出电压下降到所设定的电压阈值时，比较器会产生置位信号，瞬态加速环路开始工作，会输出两路连续的相反的高频脉冲信号，控制开关管及时响应负载的变化。瞬态响应加速模块速度快于电压控制环路，在检测到输出电压下降到设定阈值时，产生的脉冲会在正常pwm波到来之前控制功率管导通和关断。关于电压设定阈值，用户可自己进行选择，通过配置不同比例的外置电阻，可以自行决定在电压低于何值时，开启瞬态响应加速模块。
71.采用本发明的两相锯齿波电压模pwm控制，输入电压48v，输出电压1v，最大负载电流为1a，开关频率范围为250～1000khz。在250khz开关频率下，峰值效率为92.7％，在500khz开关频率下，峰值效率为92％，在750khz开关频率下，峰值效率为87.8％，在1000khz开关频率下，峰值效率为86％。加入瞬态响应加速模块后，发生负载跳变时，欠冲由200mv减小为108mv，欠冲减小幅度达到49％；恢复时间由5.3μs减小到1.6μs，恢复时间减小幅度达到70％。
72.本发明所设计的两相锯齿波电压模控制环路和瞬态响应加速模块，采用0.18μm bcd工艺进行了电路设计，并进行了仿真验证。
73.系统输入电压48v，输出电压1v，最大负载电流为1a，开关频率范围为250～1000khz。
74.在250khz，500khz，750khz，1000khz开关频率下，实现了92.7％，92％，87.8％，86％的峰值效率。加入瞬态响应加速模块后，发生负载跳变时，欠冲由200mv减小为108mv，欠冲减小幅度达到49％；恢复时间由5.3μs减小到1.6μs，恢复时间减小幅度达到70％。
75.综上所述，本发明一种两相锯齿波电压模pwm控制电路，采用本发明的两相锯齿波电压模控制环路，系统峰值效率较高，能够使dsd架构稳健的运行。在加入所提出的瞬态响应加速模块后，负载跳变时，欠冲和恢复时间都有明显减小，极大的提升了瞬态性能。用户可以自己配置分压电阻比例来调整瞬态响应加速电路的开启电压，同时瞬态响应加速模块产生的脉冲束可以自己配置开关频率和脉冲宽度，极大的方便了用户在不同环境下使用该瞬态响应加速模块，该瞬态响应加速模块适用于其他dc/dc转换器。相比之前的转换器控制方式，本发明提出的两相锯齿波pwm控制环路和瞬态响应加速模块在效率和瞬态性能方面都有比较大的优势。
76.以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。