一种隔离型功率变换器的制作方法

1.本发明涉及电子电力技术领域，更具体地，涉及一种隔离型功率变换器。


背景技术：

2.高频变压器在需要电气隔离的变流器应用场合里是不可或缺的。传统的高频变压器在物理构成中因为有高磁导率的磁芯可对绕组磁力线分布进行束缚，所以耦合系数相对较高(k》0.9)，其原副边之间的漏感也较小。但是在一些特定的应用场合，比如无线充电或者高功率密度模块电源等应用中，因为构成变压器的原副边绕组物理位置相对不固定，亦或是超高开关频率下因磁芯材质问题造成损耗太大而不可接受时，在变压器原副边加磁芯元件实现高耦合系数的办法已不能继续延用。在去除磁芯后，变压器为松耦合，其耦合系数将大大降低(k《0.5)，此时原副边的漏感会急剧增加，在数量级上已经和变压器激磁电感相等。增大的漏感会对电力电子变流器造成严重问题，一方面可能会造成元器件电压应力的上升，另一方面会恶化变流器的输出特性，造成变流效率降低，因此需要在电路及控制层面上加以消除或补偿。


技术实现要素：

3.有鉴于此，本发明实施例提供一种一种隔离型功率变换器，以通过直接调节副边开关组件，以使得副边漏感可以作为功率储能元件，实现了变压器的磁集成，进而可以无需原副边的反馈信号通路，降低了控制复杂度和制造成本。
4.第一方面，本发明实施例提供一种隔离型功率变换器，所述隔离型功率变换器包括：
5.原边电路，被配置为产生交流输入信号；
6.变压器，包括原边绕组和副边绕组，被配置为对所述交流输入信号进行处理，生成副边输入信号；
7.副边电路，包括降压型变流电路和反馈控制电路，所述降压型变流电路被配置为对所述副边输入信号进行变流，以生成输出信号，其中，所述降压型变流电路经由副边开关网络中的副边开关组件对所述副边绕组的副边漏感进行激磁以实现降压变流，所述反馈控制电路被配置为根据表征所述输出信号的输出反馈信号控制所述副边开关网络中的副边开关组件的开关状态。
8.在本发明实施例中，隔离型功率变换器包括原边电路、变压器和副边电路，其中，副边电路包括降压型变流电路和反馈控制电路，该降压型变流电路经由副边开关网络中的副边开关组件对副边绕组的副边漏感进行激磁以实现降压变流，反馈控制电路根据表征输出信号的输出反馈信号控制副边开关网络中的副边开关组件的开关状态以实现副边漏感激磁和续流。由此，本实施例可以通过直接调节副边开关网络中的副边开关组件，以使得副边漏感可以作为功率储能元件，实现了变压器的磁集成，进而可以无需原副边的反馈信号通路，降低了控制复杂度和制造成本。
附图说明
9.通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
10.图1是本发明实施例的隔离型功率变换器的电路示意图；
11.图2是本发明实施例一的副边电路的电路示意图；
12.图3是本发明实施例二的副边电路的电路示意图；
13.图4是本发明实施例的副边开关组件的vi曲线特性的示意图；
14.图5是本发明实施例的副边开关组件的示意图；
15.图6是本发明实施例二的副边开关组件的驱动信号的示意图；
16.图7-图10是本发明实施例二的副边电路的等效电路图；
17.图11是本发明实施例三的副边电路的电路示意图；
18.图12是本发明实施例三的副边开关组件的驱动信号的示意图；
19.图13-图14是本发明实施例二的副边电路的等效电路图；
20.图15是本发明实施例三的另一种副边开关组件的驱动信号示意图；
21.图16是本发明实施例的副边稳压控制方法的流程图。
具体实施方式
22.以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
23.此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
24.同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
25.除非上下文明确要求，否则在说明书的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
26.在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
27.现有的漏感补偿办法一般是在原副边各自加入电容的方式，结合漏感构建两个独立的lc谐振腔，然后通过调节变流器开关频率(pfm)对两个谐振腔的阻抗进行匹配或者失配，以调制输出能量。但对于宽输入输出范围的场合，上述构建谐振腔的方式为了达到稳压的要求，在纯pfm控制模式下需将开关频率进行大范围调节，将pfm和脉宽调制(pwm)的结合后虽能减小开关频率调节范围，但可能在某些情况下会造成开关管的软开关特性丢失，对开关器件造成不利影响。另外，原副边分别额外加入的两个谐振电容由于承担了主功率储
能作用，因此体积较大，一定程度上对功率密度的提升也有负面影响。
28.图1是本发明实施例的隔离型功率变换器的电路图。在本发明实施例中，隔离型功率变换器1包括原边电路11、变压器12和副边电路13。其中，原边电路11被配置为产生交流输入信号ui。可选的，原边电路11包括原边阻抗网络111。原边阻抗网络111为带有变压器原边漏感的阻抗网络。可选的，原边阻抗网络111还可以包含用于补偿或调整变压器整体阻抗而加入的谐振电容。在其他可选的实现方式中，原边阻抗网络111也可以不包含额外的谐振电容，以进一步降低电路复杂性和成本。变压器12原边绕组和副边绕组，其可以为理想的变压电路，仅包括原副边交链磁通完全耦合的部分。
29.在本实施例中，将隔离型功率变换器1以变压器12的原副边进行划分，隔离型功率变换器1中的原边逆变部分作为半级，功率变换器1的副边所有功率器件形成为一级完整的变流器，此时变压器的副边漏感被赋予功能化，作为后级变流器的功率储能元件，实现了变压器的磁集成。
30.在一种可选的实现方式中，原边电路11可以包括ac交流源，以提供交流输入。可选的，该交流源可以为电压源或电流源，本实施例对此并不进行限制。
31.在另一种可选的实现方式中，原边电路11可以包括dc直流输入源以及由原边开关网络112形成的dc-ac逆变网络。该dc-ac逆变网络用于将dc直流输入源变换成ac交流源。可选的，该dc-ac逆变网络的组成方式可以为正激结构、反激结构、双端的全桥、半桥或推挽结构等。应理解，本实施例并不对dc-ac逆变网络的结构进行限制，其能够实现将直流源转换为交流源即可。应理解，本实施例也并不对交流源的交流输入进行限制，也即隔离型功率变换器1的原边输入为不限幅值和形状的任一交流波形，正负半周的脉宽也无需相等。由于本发明采用对副边电路进行闭环控制，因此对于原边电路11中的原边开关网络112，可以以一固定占空比或者固定频率进行开环控制，而不再进行闭环调制。
32.副边电路13包括降压型变流电路131和反馈控制电路132。其中，变流电路131被配置为对接收到的副边输入信号ui进行降压变流处理，以生成输出信号uo。应理解，降压型电路即输出信号始终小于输入信号。
33.在本实施例中，降压型变流电路131由副边开关网络131a和变压器12的副边绕组的副边漏感lks形成。其中，降压型变流电路131经由副边开关网络中131a的副边开关组件对副边绕组的副边漏感lks进行激磁以实现变流。反馈控制电路132被配置为根据表征输出信号uo的输出反馈信号控制副边开关网络131a中的副边开关组件的开关状态，以调节输出信号uo，使其趋向于期望值。由此，本实施例的隔离型功率变换器1可以利用副边电路中的副边漏感实现副边闭环控制，也即在副边电路中通过负反馈方式调节副边开关网络中的副边开关组件的开关状态，以实现副边自稳压或稳流，同时可以使得原边电路中的原边开关网络以固定占空比或固定频率进行开环控制，这实现了无需原副边通信即可调节输出信号，进而实现了原副边解耦，降低了电路结构的复杂度和成本。
34.在一种可选的实现方式中，本实施例采用具有原副边能量传输时间差异性的不同频率来控制原副解耦策略。其中，本实施例中的隔离型功率变换器1的原边开关频率不大于副边开关频率，并且，原边开关组件的占空比与副边开关组件的占空比无关。由此，本实施例通过设置副边开关频率不小于原边开关频率，使得原副边能量传输时间具有差异性，以实现副边自稳压/稳流，同时对于原边电路中的开关组件，可以以一固定占空比或者固定频
率进行开环控制，无需设置原副边的反馈信号通路，实现了原副边解耦。
35.本实施例通过基于隔离型功率变换器输出电压的负反馈来调整副边开关组件的开关状态，以实现稳压或稳流。也就是说，本实施例实现了隔离型功率变换器的副边二次侧自稳压/稳流功能，无需调整原边侧的开关组件的开关频率及占空比，进而无需设置原副边的反馈信号通路，提升了电源功率密度，并降低了系统的控制复杂性和系统成本。
36.本实施例主要以采用pwm模式控制调节副边开关组件的占空比，以稳定输出电压为例进行描述。应理解，本实施例并不对副边开关组件的调节方式进行限制。
37.图2是本发明实施例一的副边电路的电路图。如图2所示，本发明实施例的隔离型功率变换器的副边电路2包括由副边漏感lks和副边开关网络211形成的降压型变流电路21和反馈控制电路22。其中，副边开关网络211包括至少一个副边开关组件。在本实施例中，至少一个副边开关组件受控于对应的驱动信号调整开关状态，以调节输出电压，实现稳压/稳流。其中，副边开关组件的驱动信号根据输出电压对应的误差信号确定。可选的，副边开关组件的开关频率不小于原边开关组件的开关频率，使得原副边能量传输时间具有差异性，以实现副边自稳压/稳流，同时无需设置原副边的反馈信号通路，实现了原副边解耦。
38.在本实施例中，反馈控制电路22被配置为根据表征输出信号的输出反馈信号控制副边开关网络211中的副边开关组件的开关状态。进一步地，反馈控制电路22根据输出反馈信号和参考信号的误差来调整各副边开关组件的占空比，以使得所述输出信号趋向于期望值。在一种可选的实现方式中，反馈控制电路22还包括误差获取电路221和驱动电路222。误差获取电路221被配置为根据输出电压的输出反馈信号与参考信号的误差，以获取误差信号。可选的，误差获取电路221用于获取从输出端采集的输出反馈信号vf和参考信号vref，并根据输出反馈信号vf和参考信号vref的差值，获取误差信号ve。可选的，本实施例通过采样输出等效电阻ro两端的电压以获取输出反馈信号vf。进一步可选的，副边电路2还包括与输出等效电阻ro并联的输出电容co，以进一步稳定输出电压、电流等电信号。在本实施例中，参考信号vref可以采用输出信号期望值，也可以采用其他能够表征输出信号期望值的信号。
39.在一种可选的实现方式中，驱动信号222被配置为根据误差信号ve产生pwm信号，从而确定各副边开关组件的驱动信号，以控制对应的副边开关组件的开关状态。由此，本实施例可以基于输出电压的负反馈调节输出电压，以实现稳压/稳流。进一步可选的，驱动电路222基于误差信号ve和斜坡信号ramp产生pwm信号，从而确定各副边开关组件的驱动信号。应理解，本实施例并不限制于斜坡信号，其他信号、例如馒头波信号等均可应用于本实施例的驱动信号获取中，本实施例并不对此进行限制。应理解，当副边开关组件受pwm信号控制时，处于高频斩波控制，且开关频率由斜坡信号的频率决定。
40.在一种可选的实现方式中，降压型变流电路21可以为降压型全波整流电路也可以为降压型半波整流电路。本实施例并不对降压型变流电路进行限制，其只要能够通过降压变流实现输出电信号的自稳定即可。
41.在一种可选的实现方式中，若副边开关网络中的副边开关组件的开关频率为原边开关组件的开关频率的整数倍，则还可以通过检测副边输入信号的跳变沿(例如，上升沿)来同步斜坡信号ramp，从而使其与原边的开关频率保持同步，以进一步提高信号调节效率，降低损耗。
42.在一种可选的实现方式中，在副边开关网络的工作周期中，通过对其中至少一个副边开关组件进行斩波控制，使得副边漏感激磁，以实现降压变流。具体地，反馈控制电路22被配置为在副边输入信号的正半周期或负半周期对对应的控制开关组件进行斩波控制，使得副边漏感激磁，以实现降压变流，进而调节输出信号，使得其趋向于期望值，从而实现副边自稳压或稳流。
43.在本发明实施例中，隔离型功率变换器包括原边电路、变压器和副边电路，其中，副边电路包括降压型变流电路和反馈控制电路，该降压型变流电路经由副边开关网络中的副边开关组件对副边绕组的副边漏感进行激磁以实现降压变流，反馈控制电路根据表征输出信号的输出反馈信号控制副边开关网络中的副边开关组件的开关状态以实现副边漏感激磁和续流。由此，本实施例可以通过直接调节副边开关网络中的副边开关组件，以使得副边漏感可以作为功率储能元件，实现了变压器的磁集成，进而可以无需原副边的反馈信号通路，降低了控制复杂度和制造成本。
44.图3是本发明实施例二的副边电路的电路示意图。在本实施例中，降压型变流电路为降压型全波整流电路，可选的，副边开关组件的开关频率不小于原边开关组件的开关频率的2倍，以使得原副边能量传输时间具有差异性。如图3所示，在实施例中，副边电路3包括副边漏感lks和副边开关网络形成的降压型变流电路，副边开关网络包括副边开关组件s1-s4。其中，副边开关组件s1耦接在副边开关网络的第一输入端i1和副边电路3的第一输出端o1之间，副边开关组件s2耦接在副边开关网络的第一输入端i1和副边电路3的第二输出端o2之间，副边开关组件s3耦接在副边开关网络的第二输入端i2和副边电路3的第一输出端o1之间，副边开关组件s4耦接在副边开关网络的第二输入端i2和副边电路3的第二输出端o2之间。
45.在一种可选的实现方式中，副边开关组件s1-s4为有源型开关器件，具有类似于gan的vi曲线特性。图4是本发明实施例的副边开关组件的vi曲线特性的示意图。如图4所示，当开关器件的驱动电压v
gs
为高时，开关器件为低内阻，具有正反电流通流能力(a区)，当开关器件的驱动电压v
gs
为低或负时，开关器件类似一高管压降的二极管，具有正向阻断能力，单反向仍可以流通(c区)。应理解，在其他可选的实现方式中，本实施例的副边开关组件s1-s4也可以采用组合mos管等具有类似性质的晶体管，本实施例并不对此进行限制。
46.图5是本发明实施例的副边开关组件的示意图。在本实施例中，本实施例的副边开关组件s1-s4除了采用gan类型的开关器件外，也可以采用具有单向流通能力的开关管串联理想二极管组合后与串联有多个高压降二极管的模组并联实现。如图5所示，副边开关组件5包括开关管sq、二极管dq以及二极管串联模组d21-d2n，n大于等于1。
47.其中，开关管sq为任意类型的有源开关管，二极管dq为理想二极管(正向压降基本为0，反向漏电流基本为0的二极管)，d21-d2n为具有高导通压降的二极管串联模组。其中，开关管sq和二极管dq串联连接后与二极管串联模组d21-d2n并联连接。当开关管sq的驱动电压为高时，开关管sq导通，支路51的阻抗接近于零，远小于支路52，因此全部电流由支路51支路通过，支路压降近似为零。当开关管sq的驱动电压为低时，开关管sq关断，支路52阻抗小于支路51，因此全部电流经支路52通过，支路压降为所有二极管单个压降的总和，由此也可实现本实施例中对副边开关组件的需求。应理解，正是由于关断时压降较高，才能够实现降压功能。
48.在一种可选的实现方式中，副边电路3中的反馈控制电路30包括误差获取电路31，用于获取输出电压对应的误差信号。进一步可选的，误差获取电路31可以包括采样电路311和比较电路a1。采样电路311用于采样获取表征输出电压的输出反馈信号vf。比较电路a1用于比较输出反馈信号vf和参考信号vref，获取误差信号ve。其中，参考信号vref用于表征输出电压期望值。
49.在一种可选的实现方式中，副边电路3中的反馈控制电路30还包括驱动电路32，用于根据误差信号获取副边开关组件的驱动信号。进一步可选的，驱动电路32还包括一比较器a2，用于根据误差信号ve与预定的斜坡信号ramp生成pwm信号sw，以控制副边开关组件s1-s4。其中，对pwm信号sw进行正相选通获取副边开关组件s1和s4的驱动信号swa，对pwm信号sw进行负相选通获取副边开关组件s2和s3的驱动信号swb，其中在未选通期间，驱动信号swa和swb保持为低电平。
50.在一种可选的实现方式中，副边电路3还包括输出电容co和输出等效电阻ro。其中，输出电容co可用于滤除高频纹波，以进一步稳定输出信号。
51.在一种可选的实现方式中，副边电路3还包括正负相位检测电路(图3中未示出)，用以检测副边输入信号的正负相位来选择工作的副边开关组件，以切换不同的工作模式。具体地，当副边输入信号处于正半周期时，驱动信号控制副边开关组件处于第一工作模式；当副边输入信号处于负半周期时，切换驱动信号以控制副边开关组件处于第二工作模式。
52.可选的，在本实施例中，在副边输入信号的正半周期，驱动信号控制副边开关组件工作在第一工作模式，也即副边漏感lks经由第一副边开关组件s1和第四副边开关组件s4交替激磁和释放能量。在副边输入信号的负半周期，驱动信号控制副边开关组件工作在第二工作模式，也即副边漏感lks经由第三副边开关组件s3和第二副边开关组件s2交替激磁以及释放能量。
53.可选的，正负相位检测电路可以通过过零检测实现，本实施例并不对此进行限制。可选的，正负相位检测电路可以通过检测端点c1、或者端点c2、或者端点c3处的信号，以获取输入信号的正负相位，本实施例并不对相位检测点进行限制。
54.在一种可选的实现方式中，若副边开关组件的开关频率为原边开关组件的开关频率的整数倍，则还可以通过检测副边输入信号的跳变沿(例如，上升沿)来同步斜坡信号ramp，从而使其与原边的开关频率保持同步，以进一步提高稳压效率。
55.图6是本发明实施例二的副边开关组件的驱动信号的示意图。副边开关组件s1和s4在副边输入信号的正半周期选通，在副边输入信号的负半周期保持置低，副边开关组件s2和s3在副边输入信号的负半周期选通，在副边输入信号的正半周期保持置低。进一步地，在本实施例中，反馈控制电路30进一步被配置为在副边输入信号的正半周期对第一副边开关组件s1和第四副边开关组件s4进行斩波控制，并控制第三副边开关组件s3和第二副边开关组件s2保持关断状态，在副边输入信号的负半周期对第二副边开关组件s2和第三副边开关组件s3在进行斩波控制，并控制第一副边开关组件s1和第四副边开关组件s4保持关断状态。其中，第一副边开关组件s1和第四副边开关组件s4的驱动信号相同，第三副边开关组件s3和第二副边开关组件s2的驱动信号相同。
56.如图6所示，选通信号sw on pri在副边输入信号的正半周期正向置高，在副边输入信号的负半周期负向置高，以使得副边开关组件s1和s4在副边输入信号的正半周期选
通，副边开关组件s2和s3在副边输入信号的负半周期选通。
57.图7-图10是本发明实施例二的副边电路的等效电路图。在副边输入信号的正半周期中，在副边开关组件s1和s4导通，副边开关组件s2和s3关断(例如t4-t41时刻)时，副边稳压电路的等效电路图如图7所示。在t4-t41时刻，在副边开关组件s1和s4的驱动信号swa置高，副边开关组件s1和s4受控导通，副边漏感lks、副边开关组件s1、输出等效电阻ro、副边开关组件s4以及副边线圈形成电流回路，此时副边漏感lks的电压左高右低。在t41-t42时刻，在副边开关组件s1和s4的驱动信号swa置低，副边开关组件s1和s4处于高反向导通压降的模式，副边漏感lks、副边开关组件s1、输出等效电阻ro、副边开关组件s4以及副边线圈形成电流回路，此时副边漏感lks的电压左低右高，副边稳压电路的等效电路图如图8所示。
58.在t4-t41时刻，副边开关组件s1和s4的驱动信号swa为高，副边开关组件s1和s4导通，对应的阻抗非常小，管压降近似为零，此时变压器副边电压大于输出电压，副边漏感lks两端的电压呈左正右负，为激磁状态，能量从变压器流至输出端。在t41-t42时刻，副边开关组件s1和s4的驱动信号swa为低，副边开关组件s1和s4关断，此时，副边开关组件s1和s4具有高反向导通压降特性，使得对应的压降vdsa和vdsd较大，从而使得(vdsa+vdsd+vo)大于变压器副边电压，lks两端呈左负右正，为去磁状态。其中，vo为副边稳压电路的输出端电压。由此，本实施例的激磁状态和去磁状态实现了降压变流，类似于buck电路。
59.在副边输入信号的负半周期中，在副边开关组件s2和s3导通，副边开关组件s1和s4关断(例如t5-t51时刻)时，副边稳压电路的等效电路图如图9所示。在t5-t51时刻，在副边开关组件s2和s3的驱动信号swb置高，副边开关组件s2和s3受控导通，副边漏感lks、副边线圈、副边开关组件s3、输出等效电阻ro以及副边开关组件s2形成电流回路，此时副边漏感lks的电压左负右正。在t51-t52时刻，在副边开关组件s2和s3的驱动信号swb置低，副边开关组件s2和s3处于高反向导通压降的模式，副边漏感lks、副边线圈、副边开关组件s3、输出等效电阻ro以及副边开关组件s2形成电流回路，此时副边漏感lks的电压左正右负，副边稳压电路的等效电路图如图10所示。
60.在t5-t51时刻，副边开关组件s2和s3的驱动信号swb为高，副边开关组件s2和s3导通，对应的阻抗非常小，管压降近似为零，此时变压器副边电压的绝对值大于输出电压，副边漏感lks两端的电压呈左负右正，为激磁状态，能量从变压器流至输出端。在t51-t52时刻，副边开关组件s2和s3的驱动信号swb为低，副边开关组件s2和s3关断，此时，副边开关组件s2和s3具有高反向导通压降特性，使得对应的压降vdsb和vdsc较大，从而使得|vdsa+vdsd+vo|大于变压器副边电压，lks两端呈左正右负，为去磁状态。其中，vo为副边稳压电路的输出端电压。由此，本实施例的激磁状态和去磁状态实现了降压变流，类似于buck电路。
61.综上，在副边输入信号的正半周期，副边漏感lks经由副边开关组件s1和副边开关组件s4交替激磁和释放能量，在副边输入信号的负半周期，副边漏感lks经由副边开关组件s3和副边开关组件s2交替激磁以及释放能量。也就是说，本实施例在副边输入信号的正半周期和负半周期中，副边漏感lks经副边开关组件s1-s4实现激磁和去磁，实现了全波降压整流，从而实现副边自稳压。
62.在一种可选的实现方式中，为了保证副边漏感lks的电流不在原边相位变化时提前过零，可以在副边稳压电路3中设置电流检测电路，以检测过零点，以避免上述情况。在另一种可选的实现方式中，在副边稳压电路3的s1-s4形成的整流桥的正输出端和输出电容co
之间串联一二极管d_block，或者起到同步整流作用的开关管，以保证在原边相位未发生改变时，副边漏感lks的电流始终不会反向，从而确保本实施例的控制方式的有效性。
63.图11是本发明实施例三的副边稳压电路的电路图。在本实施例中，降压型变流电路为降压型半波整流电路。如图11所示，在实施例中，本实施例的副边电路11包括副边漏感lks'和副边开关网络中副边开关组件sa组成的变流器。其中，副边开关组件sa连接在漏感lks'(也即副边开关网络的输入端)和副边电路11的输出端之间。
64.在一种可选的实现方式中，本实施例的副边稳压电路11中的反馈控制电路110包括误差获取电路111。误差获取电路111可以包括采样电路111a和比较电路a3。采样电路111a用于采样获取表征输出电压的输出反馈信号vf。比较电路a3用于比较输出反馈信号vf和参考信号vref，获取误差信号ve。其中，参考信号vref用于表征输出电压期望值。
65.在一种可选的实现方式中，本实施例的副边稳压电路11中的反馈控制电路110还包括驱动电路112。驱动电路112还包括一比较器a4，用于根据误差信号ve与预定的斜坡信号ramp生成pwm信号sw，并通过正相选通pwm信号sw获得副边开关组件sa的驱动信号swa，以控制副边开关组件sa，其中在未选通期间，副边开关组件sa保持关断。也即，在本实施例中，反馈控制电路110进一步被配置为在副边输入信号的正半周期对副边开关组件sa进行斩波控制，并在负半周期控制副边开关组件sa保持关断状态，其中，副边漏感在副边开关组件sa受控导通时实现激磁。
66.在一种可选的实现方式中，副边电路11还可以包括正负相位检测电路(图11中未示出)，用于检测副边输入信号的正负相位来选择工作的副边开关组件，以切换不同的工作模式。具体地，当副边输入信号处于正半周期时，驱动信号控制副边开关组件处于第一工作模式；当副边输入信号处于负半周期时，切换驱动信号以控制副边开关组件处于第二工作模式。可选的，在本实施例中，在副边输入信号的正半周期，驱动信号控制副边开关组件工作在第一工作模式，也即副边漏感lks经由副边开关组件sa进行激磁和释放能量。在副边输入信号的负半周期，驱动信号控制副边开关组件工作在第二工作模式，也即副边开关组件sa关断，以实现半波整流。
67.可选的，正负相位检测电路可以通过过零检测实现，本实施例并不对此进行限制。可选的，正负相位检测电路可以通过检测端点d1、或者端点d2、或者端点d3处的信号，以获取输入信号的正负相位，本实施例并不对相位检测点进行限制。
68.在一种可选的实现方式中，若副边开关组件的开关频率为原边开关组件的开关频率的整数倍，则还可以通过检测副边输入信号的跳变沿(例如，上升沿)来同步斜坡信号ramp，从而使其与原边的开关频率保持同步，以进一步提高稳压效率。
69.图12是本发明实施例三的副边开关组件的驱动信号的示意图。在副边输入信号的正半周期选通pwm信号sw，在副边输入信号的负半周期，副边开关组件sa的驱动信号swa保持置低。
70.如图12所示，选通信号sw on pri在副边输入信号的正半周期正向置高，在副边输入信号的负半周期负向置高，以使得副边开关组件sa在副边输入信号的正半周期选通pwm信号。
71.图13-图14是本发明实施例三的副边稳压电路的等效电路图。在副边输入信号的正半周期中，在副边开关组件sa导通(例如t6-t61时刻)时，副边电路11的等效电路图如图
13所示。其中，副边漏感lks'、副边开关组件sa、输出等效电阻ro'以及副边线圈形成电流回路，此时副边漏感lks'的电压左正右负。其中，副边漏感lks'经副边开关组件sa短路激磁，激磁时间大小由副边开关组件sa的导通时间确定。在t61-t62时刻，在副边开关组件sa的驱动信号swa置低，副边开关组件sa处于高反向导通压降的模式，副边漏感lks'、副边开关组件sa、输出等效电阻ro'以及副边线圈形成电流回路，此时副边漏感lks'的电压左负右正，副边稳压电路的等效电路图如图14所示。
72.在t6-t61时刻，副边开关组件sa的驱动信号swa为高，副边开关组件sa导通，对应的阻抗非常小，管压降近似为零，此时变压器副边电压大于输出电压，副边漏感lks'两端的电压呈左正右负，为激磁状态，能量从变压器流至输出端。在t61-t62时刻，副边开关组件sa的驱动信号swa为低，副边开关组件sa关断，此时，副边开关组件sa具有高反向导通压降特性，使得对应的压降va较大，从而使得(va+vo)大于变压器副边电压，lks'两端呈左负右正，为去磁状态。其中，vo为副边稳压电路的输出端电压。由此，本实施例的激磁状态和去磁状态实现了降压变流，类似于buck电路。
73.在副边输入信号的正半周期中，通过控制副边开关组件sa的导通和关断，实现lks'的激磁和去磁，并在副边输入信号的负半周期中，控制副边开关组件sa保持正向截止，也即副边不工作，由此实现了降压半波整流，进而实现稳压，降低损耗。本实施例以在副边输入信号的正半周期选通实现半波整流为例，应理解，其控制逻辑也可应用于在副边输入信号的负半周期选通以实现半波整流的应用场景中，本实施例并不对此进行限制。
74.在一种可选的实现方式中，为了保证副边漏感lks'的电流不在原边相位变化时提前过零，可以在副边电路11中设置电流检测电路，以检测过零点，以避免上述情况。在另一种可选的实现方式中，在副边电路11的副边回路中串联一二极管d_block'，或者起到同步整流作用的开关管，以保证在原边相位未发生改变时，副边漏感lks'的电流始终不会反向，从而确保本实施例的控制方式的有效性。应理解，图11中的二极管d_block'的连接位置仅仅是示例性的，其还可以设置在其他位置，例如连接在副边开关组件sa与输出电容co'之间，本实施例并不对此进行限制。
75.在上述控制方式中，当副边开关组件sa的开关频率为原边开关组件的开关频率的整数倍时，可以通过检测副边输入信号的跳变沿使之与斜坡信号ramp相位同步，从而使得副边开关组件sa与原边开关组件的开关频率同步，以进一步提高稳压效率。应理解，在其他控制方式中，也可以无需相位同步，副边开关组件sa保持预定的开关频率以负反馈回路决定的占空比调节开关状态即可，副边开关组件的驱动信号如图15所示，其控制逻辑与上述实施例类似，在此不再赘述，这进一步简化了电路和控制策略。
76.进一步可选的，本实施例在副边开关频率远大于原边开关频率，也即副边开关频率与原边开关频率的比值(或者副边开关频率与原边开关频率的差值)大于预定值时，无需对副边输入信号的正负相位进行检测并同步副边开关组件的驱动信号，这避免了负载能量倒灌，进一步提高了调节效率。同时，这在保证稳压的同时，进一步简化了控制策略，由于无需相位检测电路，也进一步简化了电路，降低了成本。
77.在本发明实施例中，隔离型功率变换器包括原边电路、变压器和副边电路，其中，副边电路包括降压型变流电路和反馈控制电路，该降压型变流电路经由副边开关网络中的副边开关组件对副边绕组的副边漏感进行激磁以实现降压变流，反馈控制电路根据表征输
出信号的输出反馈信号控制副边开关网络中的副边开关组件的开关状态以实现副边漏感激磁和续流。由此，本实施例可以通过直接调节副边开关网络中的副边开关组件，以使得副边漏感可以作为功率储能元件，实现了变压器的磁集成，进而可以无需原副边的反馈信号通路，降低了控制复杂度和制造成本。
78.综上所述，本发明实施例将漏感作为储能元件，并对副边开关组件进行闭环调制控制，而原边的开关组件可以以一个固定占空比或者固定频率进行开环能量传输，从而避免了在高频变压器场合下，漏感的增大带来的元器件电压应力的上升以及变流效率降低的问题。此外，相比于传统的两级式电路(也即对原边进行闭环控制，对副边进行开环控制)，本发明将控制对象从原边转化到副边的策略，在系统上减少了原副边信号隔离器件，降低了系统成本和复杂度。
79.图16是本发明实施例的副边稳压控制方法的流程图。如图16所示，本发明实施例的副边稳压控制方法包括以下步骤：
80.步骤s110，采样获取输出反馈信号。其中，输出反馈信号用于表征输出信号。
81.步骤s120，比较输出反馈信号和参考信号，以获取输出信号的误差信号。其中，参考信号用于表征输出信号的期望值。
82.步骤s130，根据该误差信号和预先设置的斜坡信号，获取副边变流电路中的副边开关组件的驱动信号。其中，该斜坡信号用于确定副边开关组件的开关频率。
83.步骤s140，根据驱动信号控制对应的副边开关组件调整开关状态，以调节输出信号。
84.在本发明实施例中，隔离型功率变换器包括原边电路、变压器和副边电路，其中，副边电路包括降压型变流电路和反馈控制电路，该降压型变流电路经由副边开关网络中的副边开关组件对副边绕组的副边漏感进行激磁以实现降压变流，反馈控制电路根据表征输出信号的输出反馈信号控制副边开关网络中的副边开关组件的开关状态以实现副边漏感激磁和续流。由此，本实施例可以通过直接调节副边开关网络中的副边开关组件，以使得副边漏感可以作为功率储能元件，实现了变压器的磁集成，进而可以无需原副边的反馈信号通路，降低了控制复杂度和制造成本。
85.综上所述，本发明实施例将漏感作为储能元件，并对副边开关组件进行闭环调制控制，而原边的开关组件可以以一个固定占空比或者固定频率进行开环能量传输，从而避免了在高频变压器场合下，漏感的增大带来的元器件电压应力的上升以及变流效率降低的问题。此外，相比于传统的两级式电路(也即对原边进行闭环控制，对副边进行开环控制)，本发明将控制对象从原边转化到副边的策略，在系统上减少了原副边信号隔离器件，降低了系统成本和复杂度。
86.以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。