一种无电流采样的无桥PFC电路及其控制方法

本发明涉及开关电源，特别涉及一种无电流采样的无桥pfc电路及其控制方法。

背景技术：

1、随着时代的发展以及更迭，无线通信的使用越来越深入到人们的日常生活中，例如蓝牙、无线局域网(wifi)和全球卫星定位定位系统等技术。收发机作为实现无线通信的重要设备，而功率放大器又在收发机中扮演着极其重要的角色。

2、目前主流的功率放大器设计工艺为gaas和gan，因为其具有良好的射频性能和能够承受大功率的输出。但是采用主流设计工艺会难以集成整个收发机芯片，面临成本高的问题。硅基工艺设计具有高集成度的优点，但是采用硅基工艺设计功率放大器依然是一个具有挑战性的任务。首先是因为采用硅基工艺设计会面临一个无源器件损耗大的问题，从而导致功率放大器的效率下降。其次，为了提高硅基工艺晶体管的工作频率，需要通过减小晶体管的特征尺寸来提高其射频性能。这样会导致硅基晶体管的击穿电压进一步下降，使基于硅基工艺的功率放大器难以实现输出大功率的效果。采用堆叠式功率放大器和采用功率合成技术是目前能够有效解决问题的一种方法。

3、目前主流的双路功率合成方式是威尔金森合成器，但是威尔金森合成器所占用的面积大，若是更多路进行合成，所占用的面积会更大。采用片上变压器进行多路合成是一个能够有效节省面积的方法，并且片上变压器具有更大的设计自由度。但是采用片上变压器进行多路合成会面临高损耗的问题。电力电子设备在电力系统和日常生活中的广泛使用，在带来了便捷的同时也存在着严重的电流谐波污染问题。由于电网电压直接连接电力电子设备，它们之间通过不受控的整流桥电路结构将交流电压转换为直流电压供电力电子设备使用，此电路结构不仅功率因数低而且会给电网带来电流谐波污染，同时降低了线路传输有源功率的能力，使配电电缆和变电站变压器加速老化。为了用电设备的高效节能，以及电网设备的安全运行与寿命延长，近年来带有功率因数校正(pfc)的交流-直流变换器成为研究热点，其中在无桥pfc变换器中，图腾柱拓扑以其组件数量少、共模干扰低、传导损耗低、效率高等优点在功率因数校正电路拓扑中备受关注。

4、随着氮化镓(gan)、碳化硅(sic)等第三代宽禁带半导体器件的出现，将制约图腾柱拓扑在连续电流模式下运行的第一大阻力即二极管反向恢复问题迎刃而解，使用该材料的开关器件具有开关速度快、导通电阻小等优点，使图腾柱无桥pfc变换器在连续电流模式下的大功率场合应用成为可能。目前，图腾柱拓扑的无桥pfc变换器常使用数字处理器芯片实现数字控制，为了实现有效的电路控制，对无桥pfc变换器的电压和电流采样是必不可少的，其中包括交流侧的输入电压采样、输入电流采样以及直流侧的输出电压采样，这些采样不但增加了电路制作成本与控制的复杂程度，而且对于电流的采样不仅降低了无桥pfc变换器的电能转换效率，还会因不合理的电路板布线方式而引入开关噪声和振铃。

5、在众多大功率应用场合下，为了提高pfc变换器的电能转换效率，无桥pfc拓扑是首选的拓扑方案。其中，为了解决无桥pfc变换器的输入电流采样问题，目前已有几种无电流采样的控制方法在不同无桥pfc拓扑上的应用。

6、ieee transactions on power electronics【ieee电力电子学报】于2017年发表的文献“digital current sensorless control for dual-boost half-bridge pfcconverter with natural capacitor voltage balancing”【具有自然电容电压平衡的双升压半桥pfc变换器的数字无电流传感器控制】中，介绍了一种双升压半桥pfc变换器的无电流传感器控制方法，利用平均状态空间法得到等效的单开关模型，并在开关管导通压降和电感内阻知悉的条件下，计算出每个开关周期的占空比，最后校正功率因数。专利cn202010778540.8于2020年公开的“一种无电流传感器无桥pfc电路”介绍了一种双升压无桥pfc变换器的无电流传感器控制方法，提出了用时间平均法计算每个开关周期的电感电压，同样在知悉了开关管导通压降和电感内阻的条件下，再根据电感电压推导出每个开关周期的占空比，实现无电流传感器的功率因数校正。这两种方法都是在假设了开关管导通压降和电感内阻已知的条件，才能实现功率因数的校正，但是由于电感内阻、开关管内阻和二极管压降这些寄生参数的难以测量，并且其压降都是随着时间而变化的，所以在计算占空比时只能估计大概的值，这使得计算出的电感电压偏离了实际的电感电压，因而导致功率因数的下降，当输入电压和负载变化时，难以一直保持较高的功率因数。

7、ieee journal of emerging and selected topics in power electronics【ieee电力电子新兴和选定主题杂志】于2019年发表的文献“current-sensorless powerfactor correction with predictive controllers”【使用预测控制器进行无电流传感器的功率因数校正】中，提出了利用锁相环计算电网电压和无桥拓扑中点电压之间的相位角，并通过不断修正该相位角来计算每个开关周期的占空比，从而实现功率因数的校正。这种方法在计算相位角的过程中忽略了电路的损耗部分，同时利用了升压电感的感量和输出电容的容量参与计算过程，这些损耗的功率和元件参数在电路运行时都会发生变化，因此该方法对这些变化难以作出适应，使得功率因数降低。此外文中还使用了昂贵的模数转换(adc)芯片和数字信号处理器(dsp)芯片，提高了成本。

8、由此可知，上述无电流采样无桥pfc变换器只能在测量电路中部分元器件参数和寄生参数的情况下，借助高性能和昂贵的adc芯片和dsp芯片实现恒压输出和功率因数的校正，这不仅限制了功率因数的提高，还增加了电路成本。

技术实现思路

1、本发明的目的是提供一种无电流采样的无桥pfc电路及其控制方法，旨在解决如下问题：在不采样电流和不测量电路中所有元器件参数和寄生参数的情况下，使用较为廉价的adc芯片和dsp芯片实现恒压输出和功率因数的自适应校正，降低控制的复杂程度和电路成本。

2、为此，本发明的公开了一种无电流采样的无桥pfc电路，包括高频功率mos管q1和q2、低频整流功率mos管q3和q4，以及q1、q2和q3、q4的体内并联二极管d1、d2和d3、d4，此外还包括功率升压电感l、输出滤波电容c、输入交流电压源vin和输出负载电阻r，考虑实际电路中可能存在的寄生参数，还有电感内阻rl和mos管的导通内阻rds；q1和q2组成高频桥臂，q3和q4组成低频整流桥臂，输入交流电压源与升压电感串联，并与两个桥臂的中点相连构成输入部分的闭合回路；两个桥臂与滤波电容c、输出负载电阻r并联，构成输出部分的闭合回路；两部分闭合回路的共同组成部分由两组桥臂所构成，即为交流-直流变换部分。

3、优选地，当输入交流电压在正半周时，q2、q4导通，q1、q3关断，电流由左向右流过升压电感l，电感上的电压为左正右负，该过程对升压电感l进行储能；电流从电容c的正极流向负载电阻r，最后回到电容c的负极，该过程电容为负载提供能量，并维持输出电压的恒定；

4、输入交流电压仍在正半周，q1、q4导通，q2、q3关断，电流由左向右流过升压电感l，电感上的电压为左负右正，该过程升压电感l进行释能；续流电流一部分流入输出滤波电容c，为电容c进行充电储能；另一部分电流流入输出负载电阻r，为负载提供能量，维持输出电压的恒定；

5、当输入交流电压在负半周时，q1、q3导通，q2、q4关断，电流由右向左流过升压电感l，电感上的电压为左负右正，该过程对升压电感l进行储能；电流从电容c的正极流向负载电阻r，最后回到电容c的负极，该过程电容为负载提供能量，并维持输出电压的恒定；

6、输入交流电压仍在负半周，q2、q3导通，q1、q4关断，电流由右向左流过升压电感l，电感上的电压为左正右负，该过程升压电感l进行释能；与此同时，续流电流一部分流入输出滤波电容c，为电容c进行充电储能；另一部分电流流入输出负载电阻r，为负载提供能量，维持输出电压的恒定。

7、本发明公开了一种无电流采样的无桥pfc电路的控制方法，包括：

8、利用时间平均法建立图腾柱无桥pfc电路中平均电感电压的数学模型；

9、将采样的输出电压送入dsp计算出实际的输出电压，输出电压与参考电压差值输入pid控制器，pid控制器的输出为平均电感峰值电压；

10、设置补偿项补偿平均电感电压，补偿项为平均电感补偿电压，使得在任意时刻下所计算出的平均电感电压与实际电路运行时的平均电感电压相同；

11、补偿项进行自适应校正控制；通过比较平均电感补偿峰值电压与平均电感参考补偿峰值电压是否相等来判断输出电压纹波相位角是否为零，若不为零，则以平均电感参考补偿峰值电压作为下一个工频周期的平均电感补偿峰值电压，在经过有限个工频周期后，有平均电感补偿峰值电压等于平均电感参考补偿峰值电压，即输出电压纹波相位角在有限时间内趋向于零，使得图腾柱无桥pfc电路的功率因数趋向于1，从而实现平均电感补偿峰值电压的自适应校正。

12、根据平均电感峰值电压计算结果和平均电感补偿峰值电压计算结果计算出每个开关周期下的占空比，并经过pwm驱动模块输出对应的控制信号对电路进行控制。

13、优选地，所述利用时间平均法建立无桥pfc电路中平均电感电压的数学模型，包括：图腾柱无桥pfc电路拓扑的四个工作阶段，用t表示一个工频周期内的第t时刻，列出四个阶段的电感电压vl(t)：

14、第一阶段：vl(t)＝vin(t)-il(t)×(rl+rds)；

15、第二阶段：vl(t)＝vin(t)-il(t)×(rl+rds)-vo(t)；

16、第三阶段：vl(t)＝vin(t)-il(t)×(rl+rds)；

17、第四阶段：vl(t)＝vin(t)-il(t)×(rl+rds)+vo(t)；

18、式中il(t)表示输出电压直流量为vdc时所对应的电感电流，也为输入电流。

19、用<x>ts表示变量x在一个开关周期内的平均值，设一个开关周期内的导通时间为ton，开关周期为ts，则一个开关周期的输入交流电压和输入交流电流的平均值分别表示为：

20、

21、

22、合并四个阶段的电感电压vl(t)，得到一个开关周期的平均电感电压为：

23、vl(t)>ts＝<vin(t)>ts-<il(t)>ts(rl+rds)-sign(vin(t))(1-d(t))vo(t)；

24、其中占空比d(t)为导通时间与开关周期的比值，sign(vin)为关于vin的符号函数：

25、

26、优选地，所述将采样的输出电压送入dsp计算出实际的输出电压，输出电压与参考电压差值输入pid控制器，pid控制器的输出为平均电感峰值电压；包括：使用差分隔离采样电路对输入和输出电压采样，将采样信号经过电阻分压电路转换为0到3.3v的电压信号，并传入到dsp芯片中；然后dsp芯片将反馈的输出电压经过adc转换后，计算出实际的输出电压vo，用设定的参考输出电压vref与输出电压vo相减得到输出电压的误差值verr，再将verr输入pid控制器中进行运算，得到的输出结果作为电感的平均峰值电压在输出电压稳定后，输出直流电压vdc等于参考输出电压vref。

27、优选地，所述设置补偿项补偿平均电感电压，补偿项为平均电感补偿电压，使得在任意时刻下所计算出的平均电感电压与实际电路运行时的平均电感电压相同，包括：为了令输入电流为正弦电流即功率因数为1，需使相位角为零，并有推导的等式为：

28、

29、在输入电压峰值时刻ta处，输出电压的瞬时值为vdc，此时所对应的占空比为da，将其代入式求出电感的平均补偿峰值电压的参考值：

30、

31、上式中即为下一个工频周期的平均电感补偿电压参考值，根据的计算结果，可在下一个工频周期对做出相应的校正。

32、优选地，所述补偿项进行自适应校正控制，包括：设电路处于第n个工频周期，将采样的输入电压vin(t)和输出电压vo(t)代入式计算每个开关周期的占空比，并对电路进行控制，直到最后一个开关周期结束时，把第n个工频周期中时刻ta[n]所对应的占空比da[n]代入式计算出电感的平均补偿参考峰值电压

33、然后判断与是否相等，若相等则不需要修正若不相等则根据与的差值计算第n个工频周期的修正量α，并在第n+1个工频周期使经过有限个工频周期的修正，使得逐渐逼近于最终电路进入稳态后满足

34、优选地，所述根据平均电感峰值电压计算结果和平均电感补偿峰值电压计算结果计算出每个开关周期下的占空比，并经过pwm驱动模块输出对应的控制信号对电路进行控制，包括：占空比表达式，即下式：

35、

36、在dsp中，对l、rl和rds设置初始值，根据输出电压控制模块的输出和输入电流校正模块的输出计算占空比，将计算出的占空比经过pwm模块转换成对应的方波信号，再通过驱动芯片输出驱动信号对开关管q1和q2进行控制；与此同时，通过输入电压过零检测信号分别对开关管q3和q4给与驱动信号，即在输入交流电压正半周时，q4导通，q3关断，在输入交流电压负半周时，q3导通，q4关断。

37、本发明提供的一种无电流采样的无桥pfc电路及其控制方法，使用图腾柱无桥pfc电路拓扑结构，在考虑寄生参数，如电感内阻、开关管内阻的情况下，进行电路拓扑的数学模型建模，利用时间平均法推导出电感电压的表达式，并在该表达式上增加合理的补偿电压去补偿计算的电感电压和实际电路中电感电压两者间的偏差，以进一步提高功率因数。再通过输出电压纹波的相位信息计算出相应的补偿参考电压，使得补偿电压逼近补偿参考电压，直到稳态时补偿电压稳定在补偿参考电压处，实现功率因数的校正，减小寄生参数对功率因数的影响。包括以下优点：(1)不需要明确知道所有元器件的具体参数，即能校正功率因数和稳定输出电压。(2)在输入交流电压和负载可变的情况下，能校正功率因数和稳压输出。(3)在元器件更换或老化以及温度可变的情况下，能校正功率因数和稳压输出。(4)在元器件或线路的内阻可变的情况下，通过补偿电压的自适应校正提高功率因数。(5)控制算法简便，可以使用成本较低的dsp芯片完成所有的控制计算。