消除双向CLLC谐振变换器中副边同步整流信号误脉冲的方法

消除双向cllc谐振变换器中副边同步整流信号误脉冲的方法
技术领域
1.本发明涉及dc/dc变换器领域，具体是一种消除双向cllc谐振变换器中副边同步整流信号误脉冲的方法，应用于微电网运行、电动汽车充放电以及储能系统等多个场合。


背景技术：

2.双向cllc谐振变换器(电路)是目前常见的双向隔离dc/dc变换拓扑，由于其具有全功率范围软开关、开关动作时刻关断电流小以及原边桥臂环流小的优良特性，符合人们对电能变换器的高效率、高功率密度需求，大规模的应用在新能源发电与电能存储、电动汽车双向充放电以及微型电网等场景中。但传统的双向cllc谐振电路是通过调节开关频率进而控制变换器输出功率，即给原边开关管施加0.5占空比的方波驱动信号，副边开关管无驱动信号，使用其体二极管进行不控整流。然而双向cllc谐振电路普遍采用mosfet作为开关管，其体二极管具有较大的导通压降，通过较大电流时体二极管产生较大的损耗，降低了变换器效率，并造成了散热问题。
3.同步整流技术是解决mosfet体二极管整流损耗问题的常用方法，已经在各种电路中有所应用。同步整流技术是将原本通过mosfet体二极管的电流转移到沟道中，大电流条件下沟道电阻带来的导通损耗小于体二极管导通损耗，实现了电路工作效率的提升。由于沟道的导通需要通过对mosfet施加驱动信号，因此同步整流技术实现的关键是在体二极管需要导通的时候通过驱动信号使得mosfet的沟道导通，而错误的驱动信号会影响电路的正常工作，需要避免错误情况的发生。
4.与其他采用pwm占空比和移相控制的dc/dc变换器相比，在双向cllc谐振电路中，副边的体二极管开通和关断时刻与原边mosfet的驱动信号之间的时序关系比较复杂。为得到准确的副边同步整流开通和关断信号，传统的方案是对副边谐振电流进行采样，比较出大于0和小于0的部分，分别作为副边整流桥上下管的驱动信号。但双向cllc谐振电路工作在欠谐振模式，即开关频率小于谐振频率时，理想条件下存在一段副边谐振腔不参与原边谐振的断续情况，此时的副边谐振电流为零。由于双向cllc谐振电路副边存在谐振电感、谐振电容、mosfet的寄生电容以及变压器原副边间的层间电容等无源参数，在不参与原边谐振时，副边会在零附近产生电流振荡。检测电路受到振荡的影响会产生错误的驱动信号脉冲，导致在一个开关周期内，副边整流mosfet多次导通，造成额外的开关损耗。
5.由此可见，在双向cllc谐振变换器中，传统的基于电流检测的同步整流生成方案受到了电路中无源参数的影响，难以实现与其他传统电路相同的效率提升效果。因此，需要对现有的同步整流技术进行改进。


技术实现要素：

6.本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种消除双向cllc谐振变换器中副边同步整流信号误脉冲的方法。
7.为解决技术问题，本发明的解决方案是：
8.首先，提供一种消除双向cllc谐振变换器中副边同步整流信号误脉冲的同步整流控制电路，包括依次电连接的电流检测电路、第一电流极性比较器、误脉冲消除电路和同步整流信号生成电路；其中，误脉冲消除电路由依次布置的上升沿延时滤波电路、下降沿pmos即时触发电路以及信号整形电路三部分组成。
9.作为本发明的优选方案，所述误脉冲消除电路具体包括：
10.第一支路，其一端连接第一电流极性比较器的输出端，另一端连接第二电流极性比较器的输入端，在第一支路上设有电阻r；
11.第二支路，其一端连接第一电流极性比较器的输出端，另一端连接pmos管中的g极；该pmos管包含其体二极管，其s极和二极管负极均接至第二电流极性比较器的输入端，d极和二极管正极均接地；或者，第二支路的一端连接第一电流极性比较器的输出端，另一端连接pnp三极管中的b极；该pnp三极管并接一个二极管，其e极和二极管负极均接至第二电流极性比较器的输入端，c极和二极管正极均接地；
12.电容c，其一端接至第二电流极性比较器的输入端，另一端接地。
13.其次，本发明提供了一种能够消除副边同步整流信号误脉冲的双向cllc谐振变换器，包括由原边桥、副边桥和cllc谐振腔构成的功率电路部分，以及用于采样副边谐振电流并提供副边桥开关管驱动信号的同步整流控制电路；其特征在于，所述同步整流控制电路的具体电路结构如前所述。
14.进一步地，本发明提供了基于前述同步整流控制电路消除双向cllc谐振变换器中副边同步整流信号误脉冲的方法，包括以下步骤：
15.(1)获取副边谐振电流的极性信号
16.利用接在双向cllc谐振变换器副边的电流检测电路，检获副边谐振电流i
lrs
的缩比信号is；利用第一电流极性比较器，将缩比信号is与第一阈值进行比较后生成副边谐振电流的极性信号i
pol
；该极性信号i
pol
中包括正确驱动信号和错误脉冲信号；
17.(2)副边谐振电流极性信号上升沿延迟
18.当副边谐振电流的缩比信号is大于第一阈值时，第一电流极性比较器输出高电平信号；该高电平信号被传送至pmos的g极，pmos管关断；pmos管的s极电压由第一电流极性比较器的输出高电平信号通过电阻r给电容c充电，通过充电过程延缓极性信号的上升沿速率；
19.(3)副边谐振电流极性信号下降沿即时触发
20.当副边谐振电流的缩比信号is小于第一阈值时，第一电流极性比较器输出低电平信号；该低电平信号被传送至pmos的g极，pmos管导通；pmos管将电容c上积累的电荷泄放，s极的电平立即下降为0；
21.经过步骤(2)和(3)，pmos管的s极电压v
pmos
与原先的副边谐振电流极性信号i
pol
相比，上升沿被整形为缓慢上升的状态，下降沿与原信号基本相同；
22.(4)消除误脉冲后的同步整流驱动信号
23.利用第二电流极性比较器，将pmos管的输出电压v
pmos
与第二阈值进行比较；由于v
pmos
的上升沿缓慢，错误脉冲在上升沿的延迟时间td内无法从0上升到第二阈值，不能触发第二电流极性比较器产生高电平而被过滤掉；第二电流极性比较器输出电平信号，作为双向cllc谐振变换器的副边桥中相应桥臂上开关管的同步整流驱动信号，从而实现消除副边
同步整流信号中的错误脉冲。
24.作为本发明的优选方案，所述双向cllc谐振变换器中，副边整流桥上下管的同步整流驱动信号所需要的副边谐振电感电流极性相反，且控制方法相同。
25.作为本发明的优选方案，在步骤(1)中，所述电流检测电路采用电流互感器或罗氏线圈进行检测。
26.作为本发明的优选方案，在步骤(1)中，所述副边谐振电流i
lrs
的缩比由电流检测电路的元件参数决定，缩比信号is的最大值不超过第一电流极性比较器的最大工作电压v
max
，该最大工作电压的具体数值由比较器型号和供电电压决定。
27.作为本发明的优选方案，在步骤(1)中，所述第一阈值的理论值为0，实际电路中一般设定为略大于0的值(典型值为0.1)。
28.作为本发明的优选方案，在步骤(2)中，电容c的取值由第一电流极性比较器的带载能力决定，典型取值为1nf；电阻r的取值由所需的上升沿延迟时间td决定，r＝td/3c；td也是误脉冲消除电路所能消除的最大误脉冲宽度，其典型取值为开关周期ts的5％。
29.作为本发明的优选方案，在步骤(4)中，所述第二阈值的取值为第二电流极性比较器最大工作电压v
max
的95％。
30.与现有技术相比，本发明的有益效果是：
31.1、现有技术中采用原边变频控制的双向cllc谐振电路，其副边谐振电感和实际电路中的寄生参数将引起谐振电流振荡。而传统基于高频副边谐振电流检测的同步整流方案将产生错误的同步整流驱动信号，影响电路正常工作。本发明提出的副边同步整流信号误脉冲消除电路能够消除电流中寄生参数的影响。
32.2、本发明从双向cllc谐振电路的副边谐振电路起始，经过高频谐振电流检测电路、同步整流信号触发电路以及同步整流误动作消除电路的信号处理，将准确的同步整流信号递送给双向cllc谐振电路的副边mosfet，在保证电路正常工作的前提下实现了效率提升。
33.3、本发明可以用简单的电连接方式接在传统双向cllc谐振电路的副边谐振电流极性比较器之后。在上升沿，延时滤波电路用于延缓副边谐振电流极性比较器输出信号的上升沿上升速率。延时滤波电路对副边谐振电流极性比较器输出方波的下降沿下降速率具有相同的延时效果，下降沿pmos即时触发电路用于消除这一影响。信号整形电路用于将具有缓慢上升沿的信号重新整形为后级驱动芯片易识别的方波信号。
附图说明
34.图1是典型的传统基于谐振电流检测的双向cllc谐振变换器同步整流电路图；
35.图2是本发明中所提出的基于谐振电流检测的带有误脉冲消除功能的双向cllc谐振变换器同步整流电路图；
36.图3是本发明中所提出的应用于双向cllc谐振电路的副边同步整流信号误脉冲消除电路工作波形。
具体实施方式
37.下面结合具体实施例对本发明进行进一步描述，但本发明的保护范围并不仅限于
此。
38.典型的传统基于谐振电流检测的双向cllc谐振变换器的电路图如图1所示，分为功率电路部分和同步整流控制电路部分。功率电路部分包括原边桥、副边桥和cllc谐振腔构成，以从左往右的功率传输方向为正，v
p
和c
p
为原边输入电压和输入母线电容，vs和cs为副边输出电压和输出母线电容。开关管s1～s4组成原边桥，s1为原边桥第一桥臂的上管，s2为原边桥第一桥臂的下管，s3为原边桥第二桥臂的上管，s4为原边桥第二桥臂的下管。开关管s5～s8组成副边桥，s5为副边桥第一桥臂的上管，s6为副边桥第一桥臂的下管，s7为副边桥第二桥臂的上管，s8为副边桥第二桥臂的下管。通常在cllc电路中使用mosfet作为开关管。原边谐振电感l
rp
、原边谐振电容c
rp
、副边谐振电感l
rs
、副边谐振电容c
rs
以及变压器组成cllc谐振腔，其中lm为变压器的等效原边励磁电感。同步整流控制电路部分包括电流检测电路、电流极性比较器以及同步整流信号生成电路三部分。
39.以正向功率传输模式为例，控制器根据当前电路状态和电路工作目标对原边桥s1～s4进行控制，控制信号为占空比50％的方波信号，工作频率由电路当前状态与电路工作目标决定，其中s1和s4的驱动信号相同，s2和s3的驱动信号相同，s1和s2的驱动信号互补。原边驱动信号控制原边桥的开关管有序导通，在a与b点之间生成最大值为输入电压v
p
的方波电压v
ab
。方波电压v
ab
作为激励在谐振腔和副边桥上产生与负载相关的电流，即将原边的能量传递到副边。在不采用同步整流控制提升电路工作效率时，副边电流通过副边整流桥s5～s8的体二极管，其中s5与s8的体二极管同时导通，s6与s7的体二极管同时导通，s5与s6的体二极管交替导通。采用同步整流控制时，当s5～s8的体二极管需要导通时，通过给s5～s8合适的驱动信号使得s5～s8的沟道替代体二极管进行导通。
40.在图1所示的方案中，是通过对流过副边谐振电感l
rs
的副边谐振电流i
lrs
进行电流检测，然后将副边谐振电流i
lrs
与给定的阈值进行比较得到电流极性信号，电流极性信号即为同步整流信号。然而，由于双向cllc谐振变换器的副边存在谐振电感，副边谐振电感将会与副边开关管s5～s8的寄生电容发生振荡。特别是当电路工作在欠谐振模式，即开关频率fs小于谐振频率fr时，副边谐振电流在零附近产生振荡，这一振荡经过比较器后会输出错误的驱动信号。错误的驱动信号会导致副边开关管在一个开关周期内动作多次，造成额外的开关损耗，影响电能转换效率。
41.图2是本发明中提出的基于谐振电流检测的带有误脉冲消除功能的双向cllc谐振变换器同步整流电路图。与图1中的传统方案相比，在第一电流极性比较器和同步整流信号生成电路中间增加了误脉冲消除电路。第一电流极性比较器的输出分为两条支路。第一支路通过电阻r和电容c组成的上升沿充电延迟电路，使得电容c上的电压缓慢上升；第二支路用于传递pmos管的g极驱动信号，其为低电平时pmos导通，使得电容c上的电压通过pmos管快速泄放。电容c上的电压信号通过第二电流极性比较器与第二阈值进行比较，第二电流极性比较器的输出波形为消除误脉冲后的可靠同步整流驱动信号，再通过同步整流信号生成电路即可得到用于驱动开关管的驱动信号。
42.图3是本发明中所提出的应用于双向cllc谐振变换器的副边同步整流信号误脉冲消除电路工作波形。g
14
是原边开关管s1和s4的驱动信号，is是副边谐振电流的缩比信号，i
pol
是副边谐振电流的缩比信号通过第一电流极性比较器与第一阈值比较后生成的含错误脉冲的副边谐振电流极性信号，v
pmos
是pmos的s极的电压波形。g
58
是副边开关管s5和s8的同步
整流驱动信号，g
67
是副边开关管s6和s7的同步整流驱动信号。t1时刻是原边开关管驱动信号的开通时刻，t2时刻是副边开关管同步整流驱动信号开通时刻，t1到t2的时间间隔td是电阻r和电容c组成的上升沿延迟时间，t3时刻是副边开关管同步整流驱动信号关断时刻，t4时刻是原边开关管驱动信号的关断时刻，t3到t4的时间间隔是电路中存在明显寄生振荡并产生错误脉冲的时间段。
43.本发明提出的具体误脉冲消除方法为：
44.步骤1：获取副边谐振电流的极性信号。
45.通过接在双向cllc谐振变换器副边的电流检测电路，得到副边谐振电流i
lrs
的缩比信号is，将副边谐振电流的缩比信号is通过第一电流极性比较器与第一阈值进行比较生成副边谐振电流的极性信号i
pol
，极性信号i
pol
中包括t1到t3时刻内的正确驱动信号和t3到t4时刻内的错误脉冲信号。副边谐振电流i
lrs
的缩比由电流检测电路的元件参数决定，需要满足缩比后的信号is的最大值不超过比较器的最大工作电压v
max
，比较器的最大工作电压由比较器型号和供电电压决定。第一阈值的理论值为0，实际电路中一般设定为略大于0的值，典型值为0.1。
46.步骤2：副边谐振电流极性信号上升沿延迟。
47.当副边谐振电流的缩比信号is大于第一阈值时，第一电流极性比较器输出高电平信号。所输出的高电平信号接在了pmos的g极，此时pmos关断，pmos的s极电压由第一电流极性比较器的输出高电平信号通过电阻r给电容c充电，这一充电过程延缓了极性信号的上升沿速率。电容c的取值由第一电流极性比较器的带载能力决定，典型取值为1nf。电阻r的取值由所需的上升沿延迟时间td决定，r＝td/3c。td也是误脉冲消除电路所能消除的最大误脉冲宽度，其典型取值为开关周期ts的5％。
48.步骤3：副边谐振电流极性信号下降沿即时触发。
49.当副边谐振电流的缩比信号is小于第一阈值时，第一电流极性比较器输出低电平信号。所输出的低电平信号接在了pmos的g极，此时pmos导通，pmos将电容c上积累的电荷泄放，s极的电平立即下降为0。
50.通过步骤2和步骤3后，pmos的s极电压v
pmos
与原先的副边谐振电流极性信号i
pol
相比，上升沿被整形为缓慢上升的状态，下降沿与原信号基本相同。
51.步骤4：消除误脉冲后的同步整流驱动信号。
52.将pmos输出电压v
pmos
通过第二电流极性比较器与第二阈值进行比较，第二阈值的典型取值为比较器最大工作电压v
max
的95％。由于v
pmos
的上升沿缓慢，错误脉冲在上升沿延迟时间td内无法从0上升到第二阈值，这些错误脉冲无法触发第二电流极性比较器产生高电平而被过滤掉。第二电流极性比较器输出的可靠同步整流极性信号g
58
的上升沿相对于原先的副边谐振电流极性信号i
pol
滞后了时间td，下降沿基本不变。g
58
为开关管s5和s8的同步整流驱动信号，g
67
为开关管s6和s7的同步整流驱动信号，g
67
的获取方法与g
58
类似，仅极性比较逻辑相反，不再赘述。
53.基于上述内容可以看出，本发明所述电路由上升沿延时滤波电路、下降沿pmos即时触发电路以及信号整形电路三部分依次组成；与传统的双向cllc谐振电路、传统的高频谐振电流检测电路、传统的同步整流信号触发电路共同实现优化的双向cllc谐振电路的准确同步整流功能。将本发明用于双向cllc谐振电路中，能够消除实际电路中电流振荡导致
的同步整流误脉冲影响，提升电能转换效率，保证电路稳定工作。
54.本发明所提出的应用于双向cllc谐振变换器的副边同步整流信号误脉冲消除电路及方法，可以在不依赖中央数字控制器的情况下实现对同步整流信号错误脉冲的消除，从而得到可靠的同步整流控制信号，进而有效提升电路的转换效率。
55.最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形与相近元器件替换。例如本发明采用了pmos作为下降沿即时触发控制元件，pmos可以替换为性能相近的pnp三极管。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。