一种自整角机功率驱动器的制作方法

1.本发明涉及角度测量及控制技术领域，特别涉及用于角度测量及控制领域的力矩式接收机的驱动控制电路，尤其涉及一种自整角机功率驱动器。


背景技术：

2.目前，现有的伺服控制系统中的自整角机功率驱动部件，不但体积大，效率低，控制功能也不完备，在发送大角度变化的情况下，如果不借助外部人工的关电处理，极易烧毁驱动部件；无法满足系统对于高可靠性、高效率的伺服控制系统的控制需要。
3.而采用传统的伺服控制系统的方法，需要用手动旋转电机的控制方式来实现对大型伺服设备的角度控制及控制角度量的发送传输。该操作方式需要发送和接收方均配备人员进行实时操作，不仅操作效率低，控制精度也受到机械装配齿轮的影响，精度较低，无法满足系统对于高精度、高速度的控制需要。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于针对现有技术及传统操作方法的不足，提出了一种自整角机功率驱动器，该驱动器采用参考激励信号作为信号电源和功率电源，接收自整角机或旋转变压器信号，经隔离变换后输出具有一定功率的自整角机信号；该驱动器可接收dis控制信号，实现输出使能和关断功能；可实时监测电流和温度，并输出工作状态指示信号bit；过流时，通过将co与k端短接可实现防堵转功能。
5.实现本发明目的的技术解决方案为：一种自整角机功率驱动器，该驱动器包括脉动电源电路、scott变压器稳零功率驱动电路、测控保护电路；所述脉动电源电路接收参考激励信号，产生信号电源和功率电源提供给测控保护电路和scott变压器稳零功率驱动电路；scott变压器稳零功率驱动电路接收自整角机或旋转变压器信号，隔离变换后输出自整角机信号并实现稳零功能；测控保护电路接收dis使能信号实现输出使能关断功能，同时可实时监测电流、温度信息并输出过热过流指示信号bit，当过流时通过切换角度位置信号实现防堵转功能。
6.进一步地，所述脉动电源电路包括电源变压器、整流二极管、稳压管、采样电阻、滤波电容；电源变压器接收参考激励信号并输出低压和高压交流电源，低压电源经整流二极管和稳压管全波整流、滤波电容滤波产生稳压直流电源供测控保护电路使用并作为脉动电源的直流偏置使用；高压交流电源经全波整流后叠加低压电源产生的直流偏置作为scott变压器稳零功率驱动电路的供电电源。
7.进一步地，所述scott变压器稳零功率驱动电路包括scott变压器、模拟开关、运算放大器、扩流电路、积分电路；scott变压器将输入的自整角机或旋转变压器信号隔离变换至标准的三相同步信号，经模拟开关切换至运算放大器以放大至所需的线-线电压，同时由扩流电路进行扩流处理，最终输出自整角机信号，该信号经运算放大器、积分电路进行反馈积分运算，合成稳压零点并接至scott变压器，形成闭环负反馈，实现稳定可靠输出。
8.进一步地，所述测控保护电路用于实现dis输出禁止、过热、过流和堵转功能，所有控制信号均采用光电隔离，具体地：dis为高电平有效，当没有过热指示信号时，dis输入为
‘1’
，三路功率驱动电路无偏置电压，输出禁止；输入为
‘0’
时，三路功率驱动电路有偏置电压，输出使能；过热指示时，当内部温度达到其居里点，热敏电阻阻值增大，迟滞比较器输出为负电源，光耦输出截止，bit输出为
‘1’
；当内部温度低于居里点，热敏电阻阻值下降，迟滞比较器输出为正电源，光耦输出饱和，bit输出为
‘0’
；过流指示时，当峰值电流达到1.0a时，通过对脉动电源电路中采样电阻的电压进行检测，进行进一步放大、半波整流与滤波，最后通过比较器输出负电源，触发bit输出为
‘1’
，通过矩形波发生器输出固定周期的co数字信号，与scott变压器稳零功率驱动电路中模拟开关控制端k相连，实现角度变化120
°
，从而实现防堵转功能。
9.本发明与现有技术相比，其显著优点为：
10.1)通过设计脉动电源电路，给功率放大电路提供同频同相的高压功率电，与现有的高压直流供电技术相比，热损耗下降一半以上，可靠性大大提高，同时实现功率电与外部控制电隔离，安全性大大提高。
11.2)通过设计scott变压器稳零功率驱动电路，将自整角机三个输出端信号通过积分合成稳压零点，作为内部隔离电路信号基准，当一路或多路信号因异常情况产生波动或偏移时，可实时自动调整基准电平，从而有效消除三相负载不平衡或缺相导致的输出功率过载烧毁等异常情况。而现有技术为固定基准，当三相负载不平衡或缺相时，输出信号中将含有直流分量，易造成内部电路过流损伤。
12.3)通过设计测控保护电路，dis可实现外部控制电和功率电的加电顺序控制，以及多路输出时的启动顺序控制，降低启动电源电流需求；bit可实现过热过流实时指示，增加电路可靠性；负载电机堵转时电流瞬间增大，在没有外部操作的情况下将无法跳出该异常状态，此时驱动电路极易因过热而烧毁；而本发明设计的防堵转功能将产生固定周期的120
°
角度变化，电机跳出该异常状态后恢复正常控制，大大提高电路的可靠性。另外，通过光耦隔离器件，将外部数字信号和内部数字信号进行隔离，安全性大大提高。
13.下面结合附图对本发明作进一步详细描述。
附图说明
14.图1是本发明自整角机功率驱动器总体电路框图。
15.图2是本发明脉动电源电路图。
16.图3是本发明scott变压器稳零功率驱动电路图。
17.图4是本发明线-线电压与相电压关系图。
18.图5是本发明扩流电路图。
19.图6是本发明测控保护电路图。
具体实施方式
20.为了使本技术的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本技术进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本技术，并不用于限定本技术。
21.需要说明，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
22.在一个实施例中，结合图1，提供了一种自整角机功率驱动器，该驱动器由脉动电源电路、scott变压器稳零功率驱动电路、测控保护电路组成；脉动电源电路接收参考信号，通过电源变压器产生滤波后的稳压电源和无滤波的非稳压功率电源提供给测控保护电路和scott变压器稳零功率驱动电路；scott变压器稳零功率驱动电路接收自整角机或旋转变压器信号，通过scott变压器进行隔离变换并通过三相功率驱动电路输出自整角机信号，输出的自整角机信号通过稳零电路积分合成单相信号中心点并接至scott变压器的稳零点实现稳零功能；测控保护电路采用光耦隔离器件实现内部信号和上位机信号的隔离，避免强电与弱电之间的干扰，接收使能信号实现输出关断功能，实时监测电流、温度并输出过热过流指示信号，过流时通过切换角度位置信号实现防堵转功能。
23.进一步地，在其中一个实施例中，所述脉动电源电路包括电源变压器、整流二极管、稳压管、采样电阻、滤波电容；电源变压器接收参考激励信号并输出低压和高压交流电源，低压电源经整流二极管和稳压管全波整流、滤波电容滤波产生稳压直流电源供测控保护电路使用并作为脉动电源的直流偏置使用；高压交流电源经全波整流后叠加低压电源产生的直流偏置作为scott变压器稳零功率驱动电路的供电电源。
24.这里示例性，结合图2，脉动电源电路具体包括电源变压器t1、第一整流二极管v28至第四整流二极管v31、第五整流二极管v64至第十八整流二极管v77、第一电阻r56、第二电阻r59、第三电阻r60、第一电容c16至第四电容c19；所述电源变压器t1包括原边绕组和四个副边绕组，其中原边绕组的两端分别记为1端、2端，第一副边绕组两端分别记为3端、4端，第二副边绕组两端分别记为5端、6端，第三副边绕组两端分别记为6端、7端，第四副边绕组两端分别记为8端、9端；原边绕组接收外部输入的参考激励信号，第二副边绕组、第三副边绕组为低压绕组，第二副边绕组的6端通过第三电阻r60接地，5端连接第十二整流二极管v71的负极、第十七整流二极管v76的负极、第十四整流二极管v73的正极、第十六整流二极管v75的正极，第三副边绕组的7端连接第十一整流二极管v70的负极、第十八整流二极管v77的负极、第十三整流二极管v72的正极、第十五整流二极管v74的正极，第十二整流二极管v71的正极、第十一整流二极管v70的正极通过第三电容c18接地，第十四整流二极管v73的负极、第十三整流二极管v72的负极通过第四电容c19接地，第十七整流二极管v76的正极、第十八整流二极管v77的正极通过第二电容c17接地，第十五整流二极管v74的负极、第十六整流二极管v75的负极通过第一电容c16接地；第一副边绕组、第四副边绕组为高压绕组，3端连接第一整流二极管v28的负极、第二整流二极管v29的正极，4端连接第四整流二极管v31的负极、第三整流二极管v30的正极，第一整流二极管v28的正极、第四整流二极管v31的正极通过第四电容c19接地，第二整流二极管v29的负极、第三整流二极管v30的负极连接+vp；第四副边绕组的8端连接第七整流二极管v66的负极、第九整流二极管v68的正极，9端连接第十整流二极管v69的负极、第八整流二极管v67的正极，第七整流二极管v66的正极、第
十整流二极管v69的正极连接-vp；第八整流二极管v67的负极、第九整流二极管v68的负极通过第三电容c18接地；第一电阻r56的一端连接+vz和第五整流二极管v64的负极，另一端连接+vc、并通过第一电容c16接地，第五整流二极管v64的正极接地；第二电阻r59的一端连接-vz和第六整流二极管v65的正极，另一端连接-vc、并通过第二电容c17接地，第六整流二极管v65的负极接地。
25.对上述电路的具体分析如下：t1原边绕组1-2接收外部输入的115v参考激励信号，t1副边绕组5-6、6-7为13v低压绕组，经v70-v73全波整流及c18、c19滤波后输出18v直流稳压电源作为脉动电源直流偏置；为避免强电与弱电之间相互干扰，设置v74-v77全波整流及c16、c17滤波后输出18v直流稳压电源供测控保护电路使用，r56、v64及r59、v65组成稳压电路产生6.8v直流电源供逻辑电路使用。t1副边绕组3-4、8-9为44v高压绕组，经v28-v31、v66-v69全波整流后输出幅值为62v的交流信号，将低端与18v直流稳压电源相连后，最终输出直流偏置18v，峰值80v的脉动电源。该电源相对于直流电源有更高的供电效率，计算如下：
26.电源热耗为功率驱动电路电流乘以电源电压与输出电压之差，甲乙类互补推挽功率驱动电路采用直流电源供电时，两管在一个信号周期内各导电180
°
，且通过两管的电流和两管两端电压vce在数值上分别相等，因此，为求总管耗，只要先求出单管管耗即可，设输出电压为uo＝uomsinwt，直流电压vcc＝vom+vc，则单管耗为：
[0027][0028]
电源总热耗为
[0029]
功率驱动电路以脉动电源供电时与直流情况相同，可先求单管管耗
[0030][0031]
电源总热耗为
[0032][0033]
可知脉动电源与直流电源热耗比与vom及vc有关，当时，脉动电源热耗与直流电源热耗比接近50％，即与直流电源相比，脉动电源热损耗下降一半，可靠性大大提高。
[0034]
进一步地，在其中一个实施例中，所述scott变压器稳零功率驱动电路包括scott变压器、模拟开关、运算放大器、扩流电路、积分电路；scott变压器将输入的自整角机或旋转变压器信号隔离变换至标准的三相同步信号，经模拟开关切换至运算放大器以放大至所需的线-线电压，同时由扩流电路进行扩流处理，最终输出自整角机信号，该信号经运算放大器、积分电路进行反馈积分运算，合成稳压零点并接至scott变压器，形成闭环负反馈，实现稳定可靠输出。
[0035]
这里示例性，结合图3，scott变压器稳零功率驱动电路具体包括构成scott变压器的第二变压器t2和第三变压器t3，模拟开关n1，第二运算放大器n2至第五运算放大器n5，第四电阻r18至第七电阻r21，第八电阻r51至第九电阻r52，第十电阻r54至第十一电阻r55，第十二电阻r57至第十三电阻r58，第十四电阻r38至第十六电阻r40，第十九整流二极管v55至第二十四整流二极管v60，第五电容c6，第一扩流电路至第三扩流电路；
[0036]
所述第二变压器t2的原边绕组的两端分别输入自整角机信号dy1、dy3，第三变压器t3的原边绕组的一端输入自整角机信号dy2，另一端连接第二变压器t2原边绕组的中心端头，第二变压器t2的副边绕组的两端分别输出线-线电压dx1、dx3，第三变压器t3的副边绕组的一端连接第二变压器t2副边绕组的中心端头，另一端输出线-线电压dx2；dx1通过第十二电阻r57连接模拟开关n1的co管脚，dx3通过第七电阻r21连接模拟开关n1的bo管脚；模拟开关n1的cy管脚连接其ax管脚和第二运算放大器n2的负输入端，第二运算放大器n2的正输入端通过第九电阻r52接地，同时通过第八电阻r51连接第一扩流电路的输出端，该输出端输出dx1与第三变压器t3副边绕组1/3端头之间的相电压dc1，第二运算放大器n2的输出端连接第一扩流电路的输入端；模拟开关n1的cx管脚、by管脚连接第三运算放大器n3的负输入端，第三运算放大器n3的正输入端通过第六电阻r20接地，同时通过第十四电阻r38连接第二扩流电路的输出端，该输出端输出dx3与第三变压器t3副边绕组1/3端头之间的相电压dc3，第三运算放大器n3的输出端连接第二扩流电路的输入端；模拟开关n1的bx管脚、ay管脚连接第四运算放大器n4的负输入端，第四运算放大器n4的正输入端通过第四电阻r18接地，同时通过第五电阻r19连接第三扩流电路的输出端，该输出端输出dx2与第三变压器
t3副边绕组1/3端头之间的相电压dc2；模拟开关n1的a管脚、b管脚、c管脚通过串联的第十一电阻r55、第十三电阻r58连接+vz电压，第十一电阻r55和第十三电阻r58的公共端为模拟开关控制端k；模拟开关n1的vdd管脚连接+vz电压，vss管脚、vee管脚、inh管脚连接-vz电压；dx2通过第十电阻r54连接模拟开关n1的ao管脚；第十九整流二极管v55至第二十一整流二极管v57的负极通过第十五电阻r39连接第五运算放大器n5的负输入端，第二十二整流二极管v58至第二十四整流二极管v60的正极通过第十六电阻r40连接第五运算放大器n5的负输入端，第十九整流二极管v55的正极与第二十四整流二极管v60的负极相连，同时连接第一扩流电路的输出端，第二十整流二极管v56的正极与第二十三整流二极管v59的负极相连，同时连接第二扩流电路的输出端，第二十一整流二极管v57的正极与第二十二整流二极管v58的负极相连，同时连接第三扩流电路的输出端；第三变压器t3副边绕组1/3端头c连接第五运算放大器n5输出端，同时通过第五电容c6连接第五运算放大器n5的负输入端。
[0037]
对上述电路的具体分析如下：t2与t3组成scott变压器，将输入的自整角机或旋变信号隔离变换至标准的三相同步信号，经模拟开关n1切换至运算放大器n2-n4放大至所需的线-线电压，同时进行扩流处理，最终输出25va的自整角机信号。最后，该信号经运算放大器n5进行反馈积分运算，合成稳压零点并接至scott变压器的端头c，形成闭环负反馈。输入信号dy1、dy2、dy3为自整角机信号，a、b分别为t2原副边绕组的中心端头，c为t3副边1/3端头，现计算dx1、dx2、dx3线-线电压dx1、dx2、dx3与点c之间的相电压。
[0038]
原边有
[0039]udy1-dy3
＝90v
×
sinθ
[0040]udy3-dy2
＝90v
×
sin(θ+120
°
)
[0041]udy2-dy1
＝90v
×
sin(θ+240
°
)
[0042][0043][0044]
副边有
[0045][0046][0047][0048][0049]
[0050][0051][0052]
对比dx1、dx2、dx3与点c之间的相电压和dx1、dx2、dx3线-线电压如图4所示。dx1、dx2、dx3线-线电压为6.72v，dx1、dx2、dx3与点c之间的相电压为dx1、dx2、dx3分别经同相放大和扩流，产生输出信号dc1、dc2、dc3。这里假设c为隔离地，k为悬空，可知
[0053][0054][0055][0056]
可知dc1、dc2、dc3线-线电压为
[0057][0058][0059][0060]
即dc1、dc2、dc3线-线电压为
[0061]
以上的讨论都是假设c为隔离地的情况。在实际应用中，为了避免功率驱动器的外部三相负载发生偏移的情况，本发明创新性的引入了一个“浮地”的概念，将功率驱动电路输出的三相电压信号，分别经过积分电路产生一个“浮地”信号，然后将scott变压器变换后形成的中线地c直接与“浮地”信号进行相连，实现功率驱动信号的输出基准随负载的偏移而实时变化，从而避免功率驱动电路因静态工作点偏移或负载不平衡时出现过流而烧毁情况，确保整个驱动电路及系统的稳定工作。
[0062]
进一步地，在其中一个实施例中，结合图5，所述第一扩流电路至第三扩流电路均包括第六运算放大器n6、第十七电阻r1至第二十电阻r4、第二十一电阻r8、第二十二电阻r9、第二十三电阻r14、第二十四电阻r16、第二十五电阻r37、第六电容c1、第七电容c8、第八电容c9、第九电容c13、第一二极管v33、第二二极管v25、第三二极管v32、第四二极管v38、第五二极管v43、第六二极管v44、第一npn三极管v7、第二npn三极管v2、第三npn三极管v10、第四npn三极管v19、第五npn三极管v22、第一pnp三极管v1、第二pnp三极管v13；
[0063]
第六运算放大器n6的正输入端通过第十八电阻r2接地，同时通过并联的第十九电阻r3和第九电容c13连接第二十二电阻r9的一端和第四npn三极管v19的发射极，第二十二电阻r9的另一端通过第八电容c9接地，并连接相电压dc1；第六运算放大器n6的输出端连接
第一二极管v33的正极和第一npn三极管v7的基极，第一二极管v33的负极连接+vc电压，第一npn三极管v7的集电极连接第二二极管v25的正极、第一pnp三极管v1的发射极，并通过第二十电阻r4连接+vp电压，第一npn三极管v7的基极连接inh1，发射极通过并联的第二十三电阻r14和第七电容c8接地，集电极连接第二npn三极管v2的基极，同时通过串联的第三二极管v32、第四二极管v38、第五二极管v43连接第三npn三极管v10的集电极和第二pnp三极管v13的基极，还通过第六电容c1接地；第二npn三极管v2的集电极连接第二二极管v25的负极和第四npn三极管v19的集电极，还通过第十七电阻r1连接+vp电压，第二npn三极管v2的发射极通过第二十一电阻r8连接第四npn三极管v19的基极和第二pnp三极管v13的发射极；第四npn三极管v19的发射极连接第五npn三极管v22的集电极，第五npn三极管v22的基极连接第二pnp三极管v13的集电极，第五npn三极管v22的发射极连接第六二极管v44的正极，同时通过第二十五电阻r37连接-vp电压，第三npn三极管v10的基极连接inh2，发射极连接第六二极管v44的负极，同时通过第二十四电阻r16连接-vp电压。
[0064]
这里，扩流电路只放大电流，输出电压的幅值由比例运放的放大系数和电源幅值决定。v33保护n1输出电压不高于+vc，r14大大增加了扩流电路的输入阻抗，即降低了对n1索取的电流；v1、v10是偏置电路，由inh1和inh2(过热指示及dis可以改变inh1和inh2电压)控制，如果inh1低于+vp的电压0.7v，inh2高于-vp的电压0.7v，v1、v10才导通，v2、v19、v13、v22组成达林顿管，进一步放大电流。
[0065]
进一步地，在其中一个实施例中，结合图6，所述测控保护电路具体包括第一比较器n7、第二比较器n8、第七运算放大器n9至第九运算放大器n11、第一光耦隔离器e1、第二光耦隔离器e2、可变电阻r61、第二十六电阻r22、第二十七电阻r23、第二十八电阻r47、第二十九电阻r45、第三十电阻r50、第三十一电阻r44、第三十二电阻r48、第三十三电阻r34、第三十四电阻r27、第三十五电阻r33、第三十六电阻r49、第三十七电阻r59、第三十八电阻r60、第三十九电阻r31、第四十电阻r30、第四十一电阻r35、第四十二电阻r61、第四十三电阻r25、第四十四电阻r26、第四十五电阻r30、第四十六电阻r29、第四十七电阻r32、第七二极管v46至第十五二极管v54、第六npn三极管v16、第七npn三极管v18、第九pnp三极管v17、稳压管v61、第十电容c20至第十二电容c22；
[0066]
所述第一比较器n7的负输入端接地，正输入端通过可变电阻r61连接+vz电压，还通过第二十六电阻r22连接-vz电压，同时通过第二十七电阻r23连接第一比较器n7的输出端，第一比较器n7的输出端连接第十三二极管v52的负极，第十三二极管v52的正极连接第十二极管v49的正极和第二光耦隔离器e2的管脚4，同时通过第二十八电阻r47连接+vc电压，第二光耦隔离器e2的管脚6连接稳压管v61的负极，稳压管v61的正极连接-vc电压，第二光耦隔离器e2的管脚3连接+5v，同时通过第二十九电阻r45连接第七npn三极管v18的集电极并输出bit，第二光耦隔离器e2的管脚1连接第七npn三极管v18的基极，同时通过第三十电阻r50接地，第七npn三极管v18的发射极接地；第一比较器n7的输出端通过第三十一电阻r44连接第十五二极管v54的负极，第十五二极管v54的正极连接第十四二极管v53的负极和第一光耦隔离器e1的管脚2，第十四二极管v53的负极的正极接地，第一光耦隔离器e1的管脚4通过第三十二电阻r48连接+5v，管脚3和管脚6分别连接+vz电压和dis信号，管脚1连接第六npn三极管v16的基极，同时通过第三十三电阻r34连接第九pnp三极管v17的基极并接地，第六npn三极管v16的集电极连接inh1，同时通过第三十四电阻r27连接+vp电压，第六
npn三极管v16的发射极通过第三十五电阻r33连接第九pnp三极管v17的发射极，第九pnp三极管v17的集电极连接inh2，同时通过第三十六电阻r49连接-vp电压；第二比较器n8的正输入端接地，负输入端通过第三十七电阻r59连接过流指示信号，同时通过第三十八电阻r60连接第二比较器n8的输出端和第八二极管v47的正极，第八二极管v47的负极通过第三十九电阻r31连接第七运算放大器n9的正输入端，第七运算放大器n9的正输入端还通过相并联的第四十一电阻r35和第十电容c20接地，第七运算放大器n9的负输入端连接其输出端，并通过并联的第四十二电阻r61和第九二极管v48连接第八运算放大器n10的负输入端和第十二二极管v51的正极，第十二二极管v51的正极连接第八运算放大器n10的正输入端，第八运算放大器n10的负输入端通过第十二电容c22接地；第八运算放大器n10的输出端连接第十二极管v49的负极和第十三极管v50的正极，第十三极管v50的负极连接第九运算放大器n11的正输入端，并通过第四十六电阻r29接地，同时通过第四十七电阻r32连接第九运算放大器n11的输出端，该输出端输出co数字信号；第九运算放大器n11的负输入端通过第四十电阻r30接地、通过第十一电容c21连接-vc电压，该负输入端同时连接第四十三电阻r25的一端、第四十四电阻r26的一端，第四十三电阻r25的另一端、第四十四电阻r26的另一端分别连接第七二极管v46的正极和负极。
[0067]
对上述电路的具体分析如下：所述的测控保护电路的作用主要有四点：dis输出禁止、过热、过流和堵转功能。所有控制信号均采用光电隔离。
[0068]
dis为高电平有效，当没有过热指示信号时，dis输入为
‘1’
，三路功率驱动电路输出禁止，输入为
‘0’
时，功率驱动电路正常输出。具体实现过程：假设在没有过热指示信号的情况下，即n3的6脚输出为+vc，e1的2脚输入为高阻状态(没有电流或电流很小，等效于悬空)，dis为
‘1’
时，e1的三极管工作在截止区，e1的1脚悬空(高阻状态)，v16和v17工作在截止区，inh1为+vp，inh2为-vp，三路功率驱动电路的偏置电路没有偏置电压，功率驱动电路无输出；dis为
‘0’
时，e1的三极管工作在饱和区，e1的1脚为+vz，v16和v17工作在放大区，inh1《+vp，inh2》-vp，三路功率驱动电路的偏置电路有偏置电压，功率驱动电路正常输出；假设在有过热指示信号的情况下，即n3的6脚输出为-vc，此时e1的2脚输入为-0.7v，e1的三极管射极反向偏置，工作在截止区，此时dis不起作用，v16和v17工作在截止区，inh1为+vp，inh2为-vp，功率驱动电路无输出。
[0069]
过热指示实现过程：r61为热敏电阻，其特性为阻值在常温时较小，且随温度的上升而变大，当温度达到其居里点(130℃)时，阻值剧烈增大。当三路功率驱动电路中功率三极管发热致使内部温度达到r61的居里点130℃时，n3的3脚电压小于2脚电压，n3为正反馈接法，即迟滞比较器输出为负电源-vc，e2的4脚为-vc，e2的三极管工作在截止区，v18工作在截止区，bit输出为
‘1’
。当内部温度低于r61的居里点130℃时，n3的3脚电压大于2脚电压，n3输出为正电源+vc，这时e2的4脚输入为过流信号决定。
[0070]
过流指示实现过程：功率驱动器输出具有限流功能，在峰值1.0a处有限流临界点。当所带负载过重或输出短路等原因导致输出电流很大，达到1.0a时，而三路功率驱动电路的电流由脉动电源提供，所以当电流过大时，虽然r60阻值很小，但其压降已不可忽略，峰值压降为0.2*1＝0.2v，经n4反向放大51倍后，峰值压降为10.2v，经v47、r31的半波整流及r35、c20的滤波后成直流电压，直流电压幅值略小于交流信号幅值(c20的放电时间为r35*c20，远比充电回路慢)，大约8.5v，经n4电压跟随输出后与+vz(vz为7.5v)比较，当大于+vz
后，比较器n4的10脚输出负电源-vc，e2的4脚输入为-vc+0.7v，e2三极管工作在截止区，v18工作在截止区，bit输出为
‘1’
。由于此处的比较器为单门限比较器，为防止干扰或噪声导致比较器误操作，输入端接入电容c22；v51的作用是防止n4的8脚输入信号幅值过大。当功率驱动电路输出电流较小时，使n4的4脚电压小于+vz，则比较器n4的10脚输出为+vc，e2的4脚输入端由过热信号决定。当既无过热也无过流信号时，e2的4脚为+vc，e2的三极管工作在饱和区，v18工作在饱和区，bit输出为
‘0’
。
[0071]
堵转指示实现过程：启动电路是通过连接启动输入k(见图3)到co(见图6)实现的。电路结构主要由一个矩形波发生器组成。在没有过流信号时，n4的10脚输出为+vc，n4的13脚输出为+vc-0.7v，co输出为+vc，n4的14脚为+vc/2，比较器输出co稳定在+vc不变。当有过流信号时，n4的10脚输出为-vc，v50反向截止，比较器翻转，co输出为-vc，同时n4的13脚电压突变为-vc/2，n4的14脚由于电容的作用电压不能突变，此时电容开始放电，放电回路为r25与r26并联，时间常数c21*(r25//r26)＝0.45s；当n4的14脚电压由+vc/2下降至-vc/2时，比较器翻转，co输出为+vc，同时n4的13脚电压突变为+vc/2，n4的14脚由于电容的作用电压不能突变，此时电容开始充电，由于v46的反向截止，充电回路为r26，充电时间常数为c21*r26＝3.9s；当n4的14脚电压再次充电上升至+vc/2，比较器周而复始。从而可知，如果过流信号持续有效时(电压为-vc)，矩形波发生器输出co为正负电压幅值vc的矩形波，周期为4.35s，一个周期内+vc持续时间3.9s，-vc持续时间0.45s。
[0072]
k为
‘1’
时，
[0073]
对应k为
‘0’
时，
[0074]
对应
[0075]
对比可知，角度变化120
°
。
[0076]
本发明提出的自整角机功率驱动器，功耗低，保护功能完善，可靠性高，有利于角度测量及控制领域的推广应用。
[0077]
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征及优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。