谐振直流环节软开关逆变器及其电路调制方法

1.本技术涉及逆变器技术领域，例如涉及一种谐振直流环节软开关逆变器及其电路调制方法。


背景技术：

2.目前，电力电子器件是电力电子技术的重要组成部分，历史上电力电子领域的革新和发展与电力电子器件密不可分。近年来，随着宽禁带器件的不断成熟，应用于开关电源、新能源并网、电机驱动等场合的宽禁带逆变器逐渐成为了研究的热点。然而，当宽禁带逆变器工作于开关频率几十千赫兹甚至几百千赫兹时，其开关损耗随开关频率的增加亦快速增长。为进一步提升宽禁带逆变器性能，软开关技术是值得探讨的一种途径。
3.软开关逆变器最早由美国威斯康星大学的d.m.divan(迪万)博士在1989年提出，由于divan博士提出的拓扑中谐振电路位于直流电源侧，因此称其为谐振直流环节软开关逆变器。谐振直流环节软开关逆变器在实现逆变器小型化、轻量化的同时，也成功降低了开关损耗实现了高效率化并且通过减小电压变化率dv/dt和电流变化率di/dt的方式抑制了电磁干扰。
4.但传统的谐振直流环节软开关逆变器普遍存在主功率开关管电压应力大、输出电压低次谐波含量高等问题；为了解决上述问题，研究人员提出了有源箝位谐振直流环节软开关逆变器及其配套的调制策略，将主功率开关管的电压应力大幅降低的同时可以采用svpwm(空间矢量脉冲宽度调制)调制策略，方便滤波器设计以减少输出电压低次谐波；然而由于有源箝位谐振直流环节软开关逆变器的辅助谐振电感位于直流母线上且长时间工作，故其导通损耗加大以致逆变器效率降低；为了解决这个问题，研究人员又提出了并联谐振直流环节软开关逆变器，将辅助谐振电感转移至与逆变桥并联的辅助换流电路中，避免辅助谐振电感长时间导通损耗的同时进一步降低主功率开关管电压应力。但是并联谐振直流环节软开关逆变器也存在一些缺点，例如有的需设定辅助谐振电感电流阈值，对于电感电流的检测与控制降低了拓扑的实用性与可靠性；有的需要使用分裂电容作为辅助电源，带来中性点电位变化问题且使用寿命受限；有的需要使用耦合电感或变压器，耦合磁性元件的存在使参数设计变得复杂且功率密度受限。
5.为了克服上述问题，《ieee transactions on power electronics》中题为“resonant inductance design and loss analysis of a novel resonant dc link inverter”的文章和《ieee journal ofemerging and selected topics in power electronics》中题为“parallel resonant dc link inverter topology and analysis of its operation principle”的文章公开了一种新型谐振直流环节软开关逆变器拓扑结构(如图1所示)。该新型谐振直流环节软开关逆变器的辅助换流电路包括1个母线开关管s
l
及1个反并联二极管d
l
，2个辅助开关管s
a1
和s
a2
，3个谐振电容c
l
、c
a1
和c
a2
，2个谐振电感l
a1
和l
a2
和4个辅助二极管d
a1
、d
a2
、d
a3
和d
a4
。该拓扑不仅可以实现所有开关管的软开关动作，同时避免了分裂电容使中性点电位变化、电感电流阈值设置使控制过程复杂化等诸多问题，各
方面性能都很优越，但是其还存在以下缺点：
①
辅助换流电路使用器件过多，硬件成本高，且不利于软开关逆变器的小型化与高功率密度化；
②
采用传统的spwm(正弦脉冲宽度调制)三角载波调制策略，一个开关周期内辅助换流电路需要动作6次，辅助换流电路动作频率过高，由此带来大量损耗；
③
辅助换流电路电流应力过大，辅助换流电路的电流应力近似于2倍负载电流峰值，一方面威胁辅助开关管的安全运行，另一方面也大幅增加了损耗，造成逆变器效率降低。
6.需要说明的是，在上述背景技术部分公开的信息仅用于加强对本技术的背景的理解，因此可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。


技术实现要素：

7.为了对披露的实施例的一些方面有基本的理解，下面给出了简单的概括。所述概括不是泛泛评述，也不是要确定关键/重要组成元素或描绘这些实施例的保护范围，而是作为后面的详细说明的序言。
8.本公开实施例提供了一种谐振直流环节软开关逆变器及其电路调制方法，减少了辅助换流电路器件数量，降低了三相逆变桥损耗，减少了辅助换流电路动作频率与电流应力，提高了逆变器效率。
9.在一些实施例中，所述谐振直流环节软开关逆变器，包括：辅助换流电路、逆变桥、负载电路、控制电路和直流电源；
10.所述辅助换流电路包括母线开关管、辅助开关管、辅助谐振电感、主谐振电容、辅助谐振电容、母线开关管的反并联二极管、第一辅助二极管、第二辅助二极管；
11.所述母线开关管的集电极连接所述直流电源的正极，所述母线开关管的发射极连接所述逆变桥，所述母线开关管的反并联二极管的阳极连接所述母线开关管的发射极，所述母线开关管的反并联二极管的阴极连接所述母线开关管的集电极；
12.所述主谐振电容的正极连接所述母线开关管的集电极和所述辅助开关管的集电极，所述主谐振电容的负极连接所述母线开关管的发射极，所述辅助开关管的发射极连接所述辅助谐振电感的一端，所述辅助谐振电感的另一端连接所述母线开关管的发射极；
13.所述第一辅助二极管的阴极连接所述辅助开关管的发射极，所述第一辅助二极管的阳极连接所述辅助谐振电容的负极，所述辅助谐振电容的正极连接所述母线开关管的发射极，所述第二辅助二极管的阳极连接所述直流电源的负极，所述第二辅助二极管的阴极连接所述辅助谐振电容的负极；
14.所述逆变桥为三相逆变桥，各相逆变桥的上桥臂主功率开关管的集电极相互连接，作为逆变桥的正端，各相逆变桥的下桥臂主功率开关管的发射极相互连接，作为逆变桥的负端；
15.所述负载电路为三相负载电路，每相负载电路包括一个电阻与一个电感；三相负载电路中电阻的一端分别连接三相逆变桥的三个单相交流电输出端，三相负载电路中电阻的另一端分别连接三个电感的一端，三个电感的另一端相互连接作为负载中性点，所述三个单相交流电输出端输出的负载电流经传感器采样后作为输入信号分别输入控制电路；
16.所述直流电源的负极连接所述逆变桥的负端，所述直流电源的正极连接所述辅助换流电路中母线开关管的集电极，所述母线开关管的发射极连接所述逆变桥的正端；
17.所述母线开关管、所述辅助开关管和所述逆变桥中各主功率开关管的门极均与所述控制电路相连接，所述控制电路发出控制信号控制所述母线开关管、所述辅助开关管和所述逆变桥中各主功率开关管的开通与关断。
18.在一些实施例中，所述电路调制方法，应用于如本技术所述的谐振直流环节软开关逆变器，采用不连续的脉冲宽度调制策略，在所述脉冲宽度调制策略下，三相逆变桥按照预设的箝位规则进行箝位操作；
19.以斜率正负交替的锯齿波作为载波，在单相逆变桥的负载电流为正的情况下，所述单相逆变桥的锯齿载波斜率为正，在单相逆变桥的负载电流为负的情况下，所述单相逆变桥的锯齿载波斜率为负；
20.所述电路调制方法，采用分流死区调制策略，包括：
21.母线开关管的关断时刻较dpwm调制策略下的零矢量状态的开始时刻提前第一预设时间；
22.当零矢量状态开始时，逆变器进入环流状态，在环流状态期间，母线开关管一直保持关断状态，直至辅助开关管开通；
23.辅助开关管的开通时刻较零矢量状态的结束时刻延迟第二预设时间；
24.母线开关管的开通时刻比辅助开关管的开通时刻延迟第三预设时间，母线开关管开通第四预设时间后辅助开关管关断。
25.本公开实施例提供的一种谐振直流环节软开关逆变器及其电路调制方法，可以实现以下技术效果：
26.本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器及其电路调制方法，可以实现以下技术效果：谐振直流环节软开关逆变器的辅助换流电路结构简单，使用元件数目较现有的软开关逆变器的辅助换流电路大幅减少，降低了硬件成本；通过采用dpwm调制策略，降低三相逆变桥损耗；在dpwm调制策略的基础上施加同步调制策略，进一步降低三相逆变桥损耗；同时以斜率正负交替的锯齿波作为载波，最小化辅助换流电路动作频率，降低辅助换流电路损耗；最后在上述三者的基础上采用分流死区调制策略，将辅助换流电路中的谐振电流与负载电流分离，大幅降低辅助换流电路及其内部元件的电流应力，进一步降低辅助换流电路损耗；综上，提升该谐振直流环节软开关逆变器效率。
27.以上的总体描述和下文中的描述仅是示例性和解释性的，不用于限制本技术。
附图说明
28.一个或多个实施例通过与之对应的附图进行示例性说明，这些示例性说明和附图并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件示为类似的元件，附图不构成比例限制，并且其中：
29.图1为现有的软开关逆变器的电路原理示意图；
30.图2为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器的电路原理示意图；
31.图3为现有的软开关逆变器在传统的spwm三角载波调制策略下的三相逆变桥驱动信号示意图；
32.图4为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的三相逆变桥驱动信号示意图；
33.图5为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下主要元件的特征工作波形示意图；
34.图6(a)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的换流工作模式m0的等效电路示意图；
35.图6(b)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的换流工作模式m1的等效电路示意图；
36.图6(c)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的换流工作模式m2的等效电路示意图；
37.图6(d)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的换流工作模式m3的等效电路示意图；
38.图6(e)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的换流工作模式m4的等效电路示意图；
39.图6(f)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的换流工作模式m5的等效电路示意图；
40.图6(g)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的换流工作模式m6的等效电路示意图；
41.图6(h)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的换流工作模式m7的等效电路示意图；
42.图6(i)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的换流工作模式m8的等效电路示意图；
43.图6(j)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的换流工作模式m9的等效电路示意图；
44.图6(k)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的换流工作模式m10的等效电路示意图；
45.图7为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下主要元件的仿真波形示意图；
46.图8为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的第一主功率开关管s1开通时电压v
s1
和电流i
s1
的仿真波形示意图；
47.图9为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的第一主功率开关管s1关断时电压v
s1
和电流i
s1
的仿真波形示意图；
48.图10为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的第二主功率开关管s2开通时电压v
s2
和电流i
s2
的仿真波形示意图；
49.图11为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的第二主功率开关管s2关断时电压v
s2
和电流i
s2
的仿真波形示意图；
50.图12为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的第三主功率开关管s3的电压v
s3
和电流i
s3
的仿真波形示意图；
51.图13为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的第四主功率开关管s4的电压v
s4
和电流i
s4
的仿真波形示意图；
52.图14为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的
第五主功率开关管s5的电压v
s5
和电流i
s5
的仿真波形示意图；
53.图15为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的第六主功率开关管s6的电压v
s6
和电流i
s6
的仿真波形示意图；
54.图16为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的辅助开关管sa开通时的电压v
sa
和电流i
sa
的仿真波形示意图；
55.图17为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的辅助开关管sa关断时的电压v
sa
和电流i
sa
的仿真波形示意图；
56.图18为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的母线开关管s
l
开通时的电压v
sl
和电流i
sl
的仿真波形示意图；
57.图19为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的母线开关管s
l
关断时的电压v
sl
和电流i
sl
的仿真波形示意图；
58.图20为现有的软开关逆变器在传统的spwm三角载波调制策略下一个开关周期内主功率开关管(s1～s6)驱动信号的仿真波形示意图；
59.图21为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下一个开关周期内主功率开关管(s1～s6)驱动信号的仿真波形示意图；
60.图22为现有的软开关逆变器在传统的spwm三角载波调制策略下一个开关周期内直流母线电压v
bus
的仿真波形示意图；
61.图23为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下一个开关周期内直流母线电压v
bus
的仿真波形示意图；
62.图24为现有的软开关逆变器在传统的spwm三角载波调制策略下一个开关周期内第一辅助谐振电感l
a1
中的电流i
la1
的仿真波形示意图；
63.图25为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下一个开关周期内辅助谐振电感la中的电流i
la
的仿真波形示意图；
64.图26为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的三相负载电流ia、ib、ic的仿真波形示意图。
具体实施方式
65.为了能够更加详尽地了解本公开实施例的特点与技术内容，下面结合附图对本公开实施例的实现进行详细阐述，所附附图仅供参考说明之用，并非用来限定本公开实施例。在以下的技术描述中，为方便解释起见，通过多个细节以提供对所披露实施例的充分理解。然而，在没有这些细节的情况下，一个或多个实施例仍然可以实施。在其它情况下，为简化附图，熟知的结构和装置可以简化展示。
66.本公开实施例的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本公开实施例的实施例。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。
67.除非另有说明，术语“多个”表示两个或两个以上。
68.本公开实施例中，字符“/”表示前后对象是一种“或”的关系。例如，a/b表示：a或b。
69.术语“和/或”是一种描述对象的关联关系，表示可以存在三种关系。例如，a和/或
b，表示：a或b，或，a和b这三种关系。
70.术语“对应”可以指的是一种关联关系或绑定关系，a与b相对应指的是a与b之间是一种关联关系或绑定关系。
71.结合图2，本公开实施例提供一种谐振直流环节软开关逆变器，包括：辅助换流电路1、逆变桥2、负载电路3、控制电路4和直流电源e。
72.辅助换流电路1包括母线开关管s
l
、辅助开关管sa，辅助谐振电感la、主谐振电容c
l
、辅助谐振电容ca、母线开关管的反并联二极管d
l
、第一辅助二极管d
a1
、第二辅助二极管d
a2
。
73.母线开关管s
l
的集电极连接直流电源e的正极，母线开关管s
l
的发射极连接逆变桥2，母线开关管的反并联二极管d
l
的阳极连接母线开关管s
l
的发射极，母线开关管的反并联二极管d
l
的阴极连接母线开关管s
l
的集电极；主谐振电容c
l
的正极连接母线开关管s
l
的集电极和辅助开关管sa的集电极，主谐振电容c
l
的负极连接母线开关管s
l
的发射极，辅助开关管sa的发射极连接辅助谐振电感la的一端，辅助谐振电感la的另一端连接母线开关管s
l
的发射极；第一辅助二极管d
a1
的阴极连接辅助开关管sa的发射极，第一辅助二极管d
a1
的阳极连接辅助谐振电容ca的负极，辅助谐振电容ca的正极连接母线开关管s
l
的发射极，第二辅助二极管d
a2
的阳极连接直流电源e的负极，第二辅助二极管d
a2
的阴极连接辅助谐振电容ca的负极。
74.逆变桥2为三相逆变桥，包括a相逆变桥、b相逆变桥和c相逆变桥。
75.a相逆变桥包括第一主功率开关管s1、第一主功率开关管的反并联续流二极管d1、第一主功率开关管的并联缓冲电容c1、第二主功率开关管s2、第二主功率开关管的反并联续流二极管d2和第二主功率开关管的并联缓冲电容c2，其中，第一主功率开关管s1为a相逆变桥中上桥臂主功率开关管、第二主功率开关管s2为下桥臂主功率开关管；第一主功率开关管s1的发射极连接第二主功率开关管s2的集电极，以第一主功率开关管s1与第二主功率开关管s2的连接点处的引出线为a相交流电输出端。
76.b相逆变桥包括第三主功率开关管s3、第三主功率开关管的反并联续流二极管d3、第三主功率开关管的并联缓冲电容c3、第四主功率开关管s4、第四主功率开关管的反并联续流二极管d4和第四主功率开关管的并联缓冲电容c4，其中，第三主功率开关管s3为b相逆变桥中上桥臂主功率开关管、第四主功率开关管s4为下桥臂主功率开关管；第三主功率开关管s3的发射极连接第四主功率开关管s4的集电极，以第三主功率开关管s3与第四主功率开关管s4的连接点处的引出线为b相交流电输出端。
77.c相逆变桥包括第五主功率开关管s5、第五主功率开关管的反并联续流二极管d5、第五主功率开关管的并联缓冲电容c5、第六主功率开关管s6、第六主功率开关管的反并联续流二极管d6和第六主功率开关管的并联缓冲电容c6，其中，第五主功率开关管s5为c相逆变桥中上桥臂主功率开关管、第六主功率开关管s6为下桥臂主功率开关管；第五主功率开关管s5的发射极连接第六主功率开关管s6的集电极，以第五主功率开关管s5与第六主功率开关管s6的连接点处的引出线为c相交流电输出端。
78.逆变桥中第一主功率开关管s1、第三主功率开关管s3和第五主功率开关管s5的集电极相互连接，作为逆变桥2的正端；逆变桥中第二主功率开关管s2、第四主功率开关管s4和第六主功率开关管s6的发射极相互连接，作为逆变桥2的负端。
79.负载电路3为三相阻感性负载电路，包括第一电阻ra、第二电阻rb、第三电阻rc和第一电感la、第二电感lb、第三电感lc。第一电阻ra、第二电阻rb、第三电阻rc的一端分别连接a相交流电输出端、b相交流电输出端和c相交流电输出端，第一电阻ra、第二电阻rb、第三电阻rc的另一端分别连接第一电感la、第二电感lb、第三电感lc的一端，第一电感la、第二电感lb、第三电感lc的另一端相互连接作为负载中性点。同时，a相交流电输出端、b相交流电输出端和c相交流电输出端输出的负载电流ia、ib和ic分别经传感器采样后作为输入信号d
ia
、d
ib
和d
ic
分别接入控制电路4。
80.直流电源e的负极连接逆变桥2的负端，直流电源e的正极连接辅助换流电路中母线开关管s
l
的集电极，母线开关管s
l
的发射极连接逆变桥2的正端；母线开关管的反并联二极管d
l
的阳极连接母线开关管s
l
的发射极，母线开关管的反并联二极管d
l
的阴极连接母线开关管s
l
的集电极。
81.母线开关管s
l
、辅助开关管sa和逆变桥2中第一主功率开关管s1、第二主功率开关管s2、第三主功率开关管s3、第四主功率开关管s4、第五主功率开关管s4、第六主功率开关管s6的门极均与控制电路4相连接，控制电路4发出控制信号d
sl
、d
sa
、d
s1
、d
s2
、d
s3
、d
s4
、d
s5
、d
s6
分别控制母线开关管s
l
、辅助开关管sa和逆变桥2中第一主功率开关管s1、第二主功率开关管s2、第三主功率开关管s3、第四主功率开关管s4、第五主功率开关管s4、第六主功率开关管s6的开通与关断。
82.本实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器，其中辅助换流电路使用元件数目较现有的软开关逆变器的辅助换流电路大幅减少，降低硬件成本。
83.可选地，母线开关管、辅助开关管和逆变桥中第一主功率开关管、第二主功率开关管、第三主功率开关管、第四主功率开关管、第五主功率开关管、第六主功率开关管，均采用全控开关器件。
84.可选地，全控开关器件包括硅基绝缘栅双极型晶体管、硅基金属氧化物半导体场效应晶体管、氮化镓高电子迁移率晶体管或碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管中的一种或多种。这样，开关电路可由控制电路直接控制；所有全控开关器件均实现了软切换，减小了开关损耗。
85.可选地，母线开关管的反并联二极管、第一辅助二极管、第二辅助二极管和逆变桥中第一主功率开关管的反并联续流二极管、第二主功率开关管的反并联续流二极管、第三主功率开关管的反并联续流二极管、第四主功率开关管的反并联续流二极管、第五主功率开关管的反并联续流二极管、第六主功率开关管的反并联续流二极管，均为快速恢复二极管或高频二极管。
86.可选地，直流电源为直流电压源或经过dc-dc(直流-直流)变换整流得到的电压源。
87.本实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器，结构简单，适用于多种逆变场合，在工业生产、交通运输、通信系统、电力系统、新能源系统、各种电源系统、航空航天等领域均可发挥重要作用。在一些实施例中，在变频调速系统中，分析本公开实施例的谐振直流环节软开关逆变器的工作过程。
88.在一些实施例中，直流电源e采用将三相交流电整流后得到相对平稳的直流电，将该直流电输入到本公开实施例提供结构简单的谐振直流环节软开关逆变器中进行电能变
换，具体电能变换过程如下文所示。
89.现有的软开关逆变器，采用传统的spwm三角载波调制策略，其以斜率固定的三角波作为载波，通过与相位互差120
°
的a、b、c三相正弦调制波比较生成各主功率开关管的驱动信号，其中a相逆变桥的第一主功率开关管和第二主功率开关管的驱动信号互补导通且相位互差180
°
电角度，b相逆变桥的第三主功率开关管和第四主功率开关管的驱动信号互补导通且相位互差180
°
电角度，c相逆变桥的第五主功率开关管和第六主功率开关管的驱动信号互补导通且相位互差180
°
电角度。各相逆变桥中主功率开关管换流时，辅助换流电路提前动作，为逆变桥中各主功率开关管的软切换创造直流母线零电压凹槽，辅助换流电路动作前，该软开关逆变器的工作过程与传统的硬开关逆变器工作过程相同，逆变桥各主功率开关管在直流母线零电压凹槽完成软切换后，直流母线电压回到直流电源电压，换流过程完成。
90.现有的软开关逆变器在传统的spwm三角载波调制策略下的三相逆变桥中各主功率开关管的驱动信号如图3所示。图3中b相调制波信号小于零、a相和c相调制波信号大于零。图3中三相逆变桥驱动信号中的实线代表各相逆变桥的上桥臂中主功率开关管驱动信号，即a相逆变桥的第一主功率开关管的驱动信号，b相逆变桥的第三主功率开关管的驱动信号，c相逆变桥的第五主功率开关管的驱动信号；虚线代表各相逆变桥的下桥臂中主功率开关管驱动信号，即a相逆变桥中第二主功率开关管的驱动信号，b相逆变桥中第四主功率开关管的驱动信号，c相逆变桥中第六主功率开关管的驱动信号，v
bus
为直流母线电压，i
la1
为第一辅助谐振电感中的电流，ts为开关周期，i
omax
为负载电流峰值。
91.分析如图3所示的传统的spwm三角载波调制策略下的软开关逆变器可知：在一个开关周期内，三相逆变桥中主功率开关管一共存在6次开关动作，为实现各主功率开关管的软开关动作，辅助换流电路需于直流母线上形成零电压凹槽，零电压凹槽由电容和电感谐振产生，因此辅助换流电路的每次动作都会在辅助谐振电感上形成一个电流波峰，该电流波峰的最大值即为辅助换流电路电流应力。进一步分析可知，辅助换流电路需要动作6次来实现相应主功率开关管的软切换，在此期间形成近似于2倍负载电流峰值的辅助换流电路电流应力，显然如此多的动作次数会带来大量的损耗，并且巨大的电流应力会进一步放大这种损耗。
92.本公开实施例提供一种谐振直流环节软开关逆变器的调制方法，包括：
93.(1)采用不连续的脉冲宽度调制策略(dpwm)。在dpwm调制策略下，任意时刻，三相逆变桥中满足预设条件的单相逆变桥按照预设的箝位规则进行箝位操作。可选地，三相逆变桥中满足预设条件的单相逆变桥，包括：三相逆变桥中负载电流的绝对值最大的单相逆变桥。可选地，箝位规则包括：在满足预设条件的单相逆变桥的负载电流为正的情况下，则单相逆变桥上桥臂主功率开关管被箝位至直流电源正极；在满足预设条件的单相逆变桥的负载电流为负的情况下，则单相逆变桥下桥臂主功率开关管被箝位至直流电源负极。箝位操作即为单相逆变桥其中一个主功率开关管一直保持开通状态，相应地同桥臂对侧的主功率开关管一直保持关断状态。例如，三相逆变桥中a相逆变桥的负载电流为正，且绝对值最大，a相逆变桥上桥臂主功率开关管被箝位至直流电源正极，则a相逆变桥上桥臂主功率开关管一直保持开通状态，a相逆变桥下桥臂主功率开关管一直保持关断状态。
94.(2)采用同步调制策略。在(1)的基础上采用同步调制策略，在同步调制策略下，任
意时刻，三相逆变桥中满足预设条件的单相逆变桥按照预设的箝位规则进行箝位操作。可选地，三相逆变桥中满足预设条件的单相逆变桥，包括：三相逆变桥中负载电流的绝对值第二大的单相逆变桥。可选地，箝位规则包括：在满足预设条件的单相逆变桥的负载电流为正的情况下，则单相逆变桥上桥臂主功率开关管被箝位至直流电源正极；在满足预设条件的单相逆变桥的负载电流为负的情况下，则单相逆变桥下桥臂主功率开关管被箝位至直流电源负极。在(1)和(2)的共同作用下，三相逆变桥的动作频率降为传统的spwm(正弦脉冲宽度调制)三角载波调制策略的1/3，避免三相逆变桥频繁动作带来的损耗。
95.(3)以斜率正负交替的锯齿波作为载波，在单相负载电路的负载电流为正的情况下，单相负载电路锯齿载波斜率为正；在单相负载电路的负载电流为负的情况下，单相负载电路锯齿载波斜率为负。在(1)、(2)和(3)的共同作用下，辅助换流电路的动作频率降为传统的spwm三角载波调制策略的1/6，避免辅助换流电路频繁动作带来的损耗。
96.(4)采用分流死区调制策略，在(1)、(2)和(3)的基础上，采用分流死区调制策略，可以降低辅助换流电路的电流应力，进而减小大电流带来的损耗。分流死区调制策略如下：
97.母线开关管的关断时刻较dpwm调制策略下(未使用同步调制策略前)的零矢量(000或111开关矢量)状态的开始时刻提前第一预设时间δ1；当零矢量状态开始时，逆变器进入环流状态，在环流状态期间，母线开关管一直保持关断状态，直至辅助开关管开通；辅助开关管的开通时刻较零矢量状态的结束时刻延迟第二预设时间δ2；母线开关管的开通时刻比辅助开关管的开通时刻延迟第三预设时间δ3，母线开关管开通第四预设时间δ4后辅助开关管关断。可选地，环流状态为三相负载电流于逆变桥的主功率开关管或其反并联续流二极管中循环流动且不与直流电源发生能量交换的状态。
98.可选地，第一预设时间和第三预设时间满足的条件为：第一预设时间δ1大于或等于第一设定阈值，第三预设时间δ3大于或等于第二设定阈值，且第一预设时间与第三预设时间之和小于或等于第三设定阈值。可选地，δ2、δ4为设定的固定时间段。
99.可选地，通过计算获得第一设定阈值；通过计算获得第二设定阈值；通过计算获得第三设定阈值；其中，y1为第一设定阈值，e
max
为直流电源电压最大值，e
min
为直流电源电压最小值，ca为主谐振电容的电容值，cb为辅助谐振电容的电容值，i
omax
为负载电流峰值，y2为第二设定阈值，l为辅助谐振电感的电感值，y3为第三设定阈值，ts为开关周期。
100.本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的调制方法，通过采用dpwm调制策略和同步调制策略，将三相逆变桥的动作频率降为传统的spwm三角载波调制的1/3，降低了三相逆变桥的损耗；同时以斜率正负交替的锯齿波作为载波，将辅助换流电路的动作频率降为传统的spwm三角载波调制的1/6，大幅降低辅助换流电路的损耗；在此基础上，采用分流死区调制策略，将辅助换流电路的电流应力大幅降低，进一步降低辅助换流电路的损耗；综上，提高了谐振直流环节软开关逆变器效率。并且，通过采用本公开实施例提供的调制方法，能够将现有的软开关逆变器的辅助换流电路进行化简，减少器件数目以降低硬件成本。
101.结合图4所示，图4为本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下的三相逆变桥驱动信号的示意图。图4中三相逆变桥驱动信号中的实线代表各相逆变桥的上桥臂中主功率开关管驱动信号，即a相逆变桥的第一主功率开关管的驱动信号、b相逆变桥的第三主功率开关管的驱动信号、c相逆变桥的第五主功率开关管的驱动信号；虚线代表各相逆变桥的下桥臂中主功率开关管驱动信号，即a相逆变桥中第二主功率开关管的驱动信号、b相逆变桥中第四主功率开关管的驱动信号、c相逆变桥中第六主功率开关管的驱动信号；v
bus
为直流母线电压，i
la
为辅助谐振电感中的电流，ts为开关周期，i
omax
为负载电流峰值；一些实施例中，b相逆变桥负载电流绝对值最大且为负，c相逆变桥负载电流绝对值第二大且为正，a相逆变桥负载电流绝对值最小且为正，即b相锯齿载波斜率为负，a、c相锯齿载波斜率为正，b相下桥臂主功率开关管被箝位至直流电源负极，c相上桥臂主功率开关管被箝位至直流电源正极，a相逆变桥正常切换。由图4可知，通过采用dpwm调制策略和同步调制策略，b相和c相逆变桥的上、下桥臂主功率开关管不进行开关动作，故辅助换流电路的动作次数由传统的spwm三角载波调制下的6次降为2次。由图4进一步分析可知，在dpwm调制策略和同步调制策略下，主功率开关管的2次换流动作可分为：1次主功率开关管向同桥臂对侧的反并联续流二极管的换流动作和1次反并联续流二极管向同桥臂对侧的主功率开关管的换流动作，其中后者可借助逆变桥上、下桥臂并联的缓冲电容，自然实现软切换。而斜率正负交替的锯齿载波的使用则使1次反并联续流二极管向同桥臂对侧的主功率开关管的换流动作位于锯齿载波垂直沿处，于此时刻辅助换流电路动作1次即可实现相应主功率开关管的软切换。故在上述(1)、(2)和(3)的共同作用下，三相逆变桥与辅助换流电路的动作频率分别降为传统的spwm三角载波调制策略的1/3与1/6，避免了三相逆变桥和辅助换流电路频繁动作带来的损耗。
102.在一些实施例中，谐振直流环节软开关逆变器中所采用器件均工作在理想条件下，忽略寄生参数对换流过程所造成的影响；谐振直流环节软开关逆变器所选开关频率fs大于输出交流电频率fo，故在一个开关状态中母线电流i
bus
保持恒定不变；谐振直流环节软开关逆变器中各主功率开关管的并联缓冲电容值相等，即c1＝c2＝c3＝c4＝c5＝c6，并且主谐振电容值c
l
＝3c
x
。
103.结合图5所示，图5为本公开实施例提供谐振直流环节软开关逆变器在其调制方法下主要元件的特征工作波形示意图；其中，v
bus
为直流母线电压，v
cl
为主谐振电容c
l
两端电压，v
ca
为辅助谐振电容ca两端电压；i
bus
为母线电流，i
cl
为主谐振电容c
l
中的电流，i
ca
为辅助谐振电容ca中的电流，i
la
为辅助谐振电感la中的电流，t
dead
为为防止逆变器上下桥臂开关管同时导通而设置的开关死区时间。该谐振直流环节软逆变器一次换流过程包括11个工作模式m0、m1、m2、m3、m4、m5、m6、m7、m8、m9、m10，11个工作模式的等效电路图如图6(a)至6(k)所示，其中的虚线表示在对应模式下不动作，该模式只包含实线的回路，下面对回路的换流工作模式进行具体分析。
104.模式m0[～t0]：如图6(a)所示的等效电路图，t0时刻之前，母线开关管s
l
导通，辅助开关管sa关断，直流电源经母线开关管s
l
向负载供电，电路处于稳定工作状态。
[0105]
模式m1[t0～t1]：如图6(b)所示的等效电路图，t0时刻，母线开关管s
l
关断，母线电流i
bus
立即换流到主谐振电容c
l
、辅助谐振电容ca和第一、三、六主功率开关管的并联缓冲电容c1、c3、c6，主谐振电容两端电压v
cl
从零开始缓慢线性上升，辅助谐振电容两端电压v
ca
和
第一、三、六主功率开关管的并联缓冲电容两端电压v
c1
、v
c3
、v
c6
由直流电源电压e开始缓慢线性下降，母线开关管s
l
实现准zvs(零电压)关断。当辅助谐振电容两端电压v
ca
和第一、三、六主功率开关管的并联缓冲电容两端电压v
c1
、v
c3
、v
c6
下降至零时，该模式结束。
[0106]
模式m2[t1～t2]：如图6(c)所示的等效电路图，t1时刻，主谐振电容两端电压v
cl
充电至直流电源电压e，辅助谐振电容两端电压v
ca
和第一、三、六主功率开关管的并联缓冲电容两端电压v
c1
、v
c3
、v
c6
放电至零，第三、六主功率开关管的反并联续流二极管d3、d6实现zvs开通，电路处于环流状态1，直至第一主功率开关管s1开通，该模式结束。
[0107]
模式m3[t2～t3]：如图6(d)所示的等效电路图，t2时刻，第一主功率开关管s1开通，此时各主功率开关管的并联缓冲电容两端电压依旧为零，故第一主功率开关管s1实现zvzcs开通，电路处于环流状态2，直至辅助开关管sa开通，该模式结束。
[0108]
模式m4[t3～t4]：如图6(e)所示的等效电路图，t3时刻，辅助开关管sa开通，第二、三、六主功率开关管的反并联续流二极管d2、d3、d6依次向辅助谐振电感la换流。辅助谐振电感la两端电压为直流电源电压e，在辅助谐振电感la作用下，辅助开关管sa中的电流i
sa
从零开始缓慢线性上升，辅助开关管sa实现准zcs(零电流)开通。当辅助谐振电感la中的电流i
la
上升到母线电流i
bus
时，该模式结束。
[0109]
模式m5[t4～t5]：如图6(f)所示的等效电路图，t4时刻，辅助谐振电感la中的电流i
la
上升至母线电流i
bus
后，第二、三、六主功率开关管的反并联续流二极管d2、d3、d6全部zcs关断，主谐振电容c
l
与第二、三、六主功率开关管的并联缓冲电容c2、c3、c6和辅助谐振电感la发生谐振。当主谐振电容两端电压v
cl
下降到零，第二、三、六主功率开关管的并联缓冲电容两端电压v
c2
、v
c3
、v
c6
上升到直流电源电压e时，母线开关管的反并联续流二极管d
l
导通，该模式结束。
[0110]
模式m6[t5～t6]：如图6(g)所示的等效电路图，t5时刻，主谐振电容两端电压v
cl
下降至零，第二、三、六主功率开关管的并联缓冲电容两端电压v
c2
、v
c3
、v
c6
上升至直流电源电压e，辅助谐振电感la中的电流i
la
达到最大值i
lamax
。在母线开关管的反并联续流二极管d
l
导通期间开通母线开关管s
l
即可实现zvzcs开通。当辅助开关管sa关断时，该模式结束。可选地，通过计算获得辅助谐振电感中的电流的最大值。
[0111]
模式m7[t6～t7]：如图6(h)所示的等效电路图，在t6时刻，辅助开关管sa关断，第一辅助二极管d
a1
导通，辅助谐振电容ca和辅助谐振电感la开始谐振，母线电流i
bus
立即换流至母线开关管s
l
。辅助谐振电容两端电压v
ca
从零开始缓慢谐振上升，辅助开关管sa实现准zvs关断。当辅助谐振电容ca充电至直流电源电压e时，该模式结束。
[0112]
模式m8[t7～t8]：如图6(i)所示的等效电路图，在t7时刻，辅助谐振电容ca被充电至直流电源电压e，第二辅助二极管d
a2
导通。辅助谐振电感la通过第一辅助二极管d
a1
、第二辅助二极管d
a2
和母线开关管的反并联续流二极管d
l
向直流电源回馈能量。辅助谐振电感la中的电流i
la
线性减小，当辅助谐振电感la中的电流i
la
减小到母线电流i
bus
时，该模式结束。
[0113]
模式m9[t8～t9]：如图6(j)所示的等效电路图，在t8时刻，辅助谐振电感la中的电流i
la
减小到母线电流i
bus
，在直流电源电压e的作用下，辅助谐振电感la中的电流i
la
继续线性下降，母线开关管s
l
中的电流i
sl
从零开始线性上升，母线电流i
bus
开始从辅助谐振电感la向母线开关管s
l
线性转移。当辅助谐振电感la中的电流i
la
下降到零时，第一辅助二极管d
a1
和第二辅助二极管d
a2
关断，母线电流i
bus
向母线开关管s
l
转移完毕，该模式结束。
[0114]
模式m10[t9～t
10
]：如图6(k)所示的等效电路图，在t9时刻，母线电流i
bus
向母线开关管s
l
转移完毕后，直流电源经母线开关管s
l
向负载稳定供电，为下一次换流过程做好准备。
[0115]
通过对动作原理的分析可知，在分流死区δ1时间内的模式m1中，辅助谐振电容ca中能量借助母线电流i
bus
完全释放，因此流过辅助换流电路中的最大电流为i
lamax
。辅助谐振电容ca无限取小，流过辅助换流电路中的最大电流值近似等于母线电流i
bus
的峰值，即负载电流峰值i
omax
。其有效地避免了辅助换流电路产生的谐振电流与负载电流相叠加的问题，从而大幅降低了辅助开关管的电流应力和辅助换流电路的损耗。
[0116]
为验证上文理论的正确性，根据图2所示的电路原理图搭建仿真平台进行验证，相应的仿真结果如下文所示。
[0117]
在本公开实施例提供的调制方法下，本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的主要元件的仿真波形如图7所示，从图7中可看出上述仿真波形与图5所示的特征工作波形一致，证明了换流工作模式的正确性。
[0118]
在本公开实施例提供的调制方法下，本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的第一主功率开关管s1开通和关断时的电压v
s1
和电流i
s1
的仿真波形如图8和图9所示，从图8的i区域可以看出第一主功率开关管s1的电压v
s1
线性放电至零后一段时间，第一主功率开关管s1才开通，所以第一主功率开关管s1实现了zvzcs开通；从图9的ii区域可以看出第一主功率开关管s1关断后，其两端的电压v
s1
从零开始线性上升，所以第一主功率开关管s1实现了准zvs关断。
[0119]
在本公开实施例提供的调制方法下，本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的第二主功率开关管s2开通和关断时的电压v
s2
和电流i
s2
的仿真波形如图10和图11所示，从图10的i区域可以看出第二主功率开关管s2的电压v
s2
线性放电至零后，第二主功率开关管s2开通，但其电流i
s2
保持为零，所以第二主功率开关管s2实现了zvzcs开通；从图11的ii区域可以看出第二主功率开关管s2关断后，其两端的电压v
s2
从零开始谐振上升，但其电流i
s2
仍保持为零，所以第二主功率开关管s2实现了zvzcs关断。
[0120]
在本公开实施例提供的调制方法下，本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的第三主功率开关管s3的电压v
s3
和电流i
s3
的仿真波形如图12所示，第四主功率开关管s4的电压v
s4
和电流i
s4
的仿真波形如图13所示。从图12可以看出第三主功率开关管s3的电流i
s3
一直为零，所以第三主功率开关管s3保持关断状态；从图13可以看出第四主功率开关管s4的电流i
s4
一直不为零，所以第四主功率开关管s4保持导通状态。故在此区间，第三主功率开关管s3和第四主功率开关管s4不存在开关动作。
[0121]
在本公开实施例提供的调制方法下，本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的第五主功率开关管s5的电压v
s5
和电流i
s5
的仿真波形如图14所示，第六主功率开关管s6的电压v
s6
和电流i
s6
的仿真波形如图15所示。从图14可以看出第五主功率开关管s5的电流i
s5
一直不为零，所以第五主功率开关管s5保持导通状态；从图15可以看出第六主功率开关管s6的电流i
s6
一直为零，所以第六主功率开关管s6保持关断状态。故在此区间，第五主功率开关管s5和第六主功率开关管s6不存在开关动作。
[0122]
在本公开实施例提供的调制方法下，本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的辅助开关管sa开通和关断时的电压v
sa
和电流i
sa
的仿真波形如图16和图17所示，从图16的i区域可以看出辅助开关管sa开通后，流过辅助开关管sa的电流i
sa
从零开始逐渐上升，所以辅助开关管sa实现了准zcs开通；从图17的ii区域可以看出辅助开关管sa关断后，辅助开关管sa两端的电压v
sa
从零开始缓慢谐振上升，所以辅助开关管sa实现了准zvs关断。
[0123]
在本公开实施例提供的调制方法下，本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的母线开关管s
l
开通和关断时的电压v
sl
和电流i
sl
的仿真波形如图18和图19所示，从图18的i区域可以看出母线开关管s
l
两端的电压v
sl
谐振下降至零后一段时间，母线开关管s
l
才开通，所以母线开关管s
l
实现了zvzcs开通；从图19的ii区域可以看出母线开关管s
l
关断后，其两端的电压v
sl
从零开始线性上升，所以母线开关管s
l
实现了准zvs关断。
[0124]
以上开关管的动作波形说明，在本公开实施例提供的改进调制方法下，本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的所有开关管均实现了软切换。
[0125]
在传统的spwm三角载波调制策略下，现有的软开关逆变器在一个开关周期内各主功率开关管的驱动信号v
gs1
～v
gs6
仿真波形如图20所示；在本公开实施例提供的调制方法下，本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器在一个开关周期内各主功率开关管的驱动信号v
gs1
～v
gs6
仿真波形如图21所示。对比二者可以看出：在一个开关周期内，在传统的spwm三角载波调制策略下主功率开关管开关动作6次，而在本公开实施例提供的调制方法下主功率开关管仅开关动作2次，因此本公开实施例提供的调制方法下三相逆变桥的动作频率降为传统spwm三角载波调制策略的1/3。由于主功率开关管的每一次开关动作都伴随着开关损耗，即使其处于软开关状态，但也存在着一定的开关损耗，因此本公开实施例提供的调制方法可以降低三相逆变桥损耗，提升该谐振直流环节软开关逆变器效率。
[0126]
在传统的spwm三角载波调制策略下，现有的软开关逆变器在一个开关周期内直流母线电压v
bus
的仿真波形如图22所示；在本公开实施例提供的调制方法下，本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器在一个开关周期内直流母线电压v
bus
的仿真波形如图23所示。对比二者可以看出：在一个开关周期内，在传统的spwm三角载波调制策略下直流母线上出现6个零电压凹槽，而在本公开实施例提供的调制方法下直流母线上仅有1个零电压凹槽，零电压凹槽的数目代表着辅助换流电路的动作次数，因此本公开实施例提供的调制方法下辅助换流电路的动作频率降为传统spwm三角载波调制策略的1/6。由于零电压凹槽的每次出现会造成辅助换流电路的一定损耗，因此本公开实施例提供的调制方法可以大幅降低辅助换流电路损耗，从而大幅提升该谐振直流环节软开关逆变器效率。
[0127]
在传统的spwm三角载波调制策略下，现有的软开关逆变器在一个开关周期内第一辅助谐振电感l
a1
中的电流i
la1
的仿真波形如图24所示；在本公开实施例提供的调制方法下，本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器在一个开关周期内辅助谐振电感la中的电流i
la
的仿真波形如图25所示。对比二者可以看出：在一个开关周期内，在传统的spwm三角载波调制策略下，第一辅助谐振电感l
a1
中的电流i
la1
出现6个波峰，并且其最大的峰值电流为103.0a，而在本公开实施例提供的调制方法下，辅助谐振电感la中的电流i
la
仅出现1个波峰，并且其最大的峰值电流为52.5a，辅助谐振电感电流的波峰个数及其最大的峰值电流代表着辅助换流电路的动作次数及其电流应力，再次说明本公开实施例提供的调制方法下辅助换流电路的动作频率降为传统spwm三角载波调制策略的1/6，同时由于电流应力的大幅
降低，因此辅助换流电路损耗可以进一步减小，从而再次提升该谐振直流环节软开关逆变器效率。
[0128]
在本公开实施例提供的调制方法下，本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的三相负载电流ia、ib、ic的仿真波形如图26所示，从图24中可以看出该谐振直流环节软开关逆变器的三相负载电流ia、ib、ic的波形依然平滑、畸变很小，这表明本公开实施例提供的辅助换流电路及调制方法对逆变器的正常运行没有影响。
[0129]
本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的辅助换流电路结构简单，使用元件数目较现有的软开关逆变器的辅助换流电路大幅减少，降低了硬件成本；该谐振直流环节软开关逆变器的三相逆变桥的动作频率降为传统的spwm三角载波调制策略的1/3，降低三相逆变桥损耗；该谐振直流环节软开关逆变器的辅助换流电路的动作频率降为传统的spwm三角载波调制策略的1/6，大幅降低辅助换流电路损耗；在此基础上施用分流死区调制策略，将辅助换流电路中的谐振电流与负载电流分离，大幅降低辅助换流电路及其内部元件的电流应力，进一步降低辅助换流电路损耗；综上，大幅提升该谐振直流环节软开关逆变器效率。
[0130]
以上描述和附图充分地示出了本公开的实施例，以使本领域的技术人员能够实践它们。其他实施例可以包括结构的以及其他的改变。实施例仅代表可能的变化。除非明确要求，否则单独的部件和功能是可选的，并且操作的顺序可以变化。一些实施例的部分和特征可以被包括在或替换其他实施例的部分和特征。本公开的实施例并不局限于上面已经描述并在附图中示出的结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本公开的范围仅由所附的权利要求来限制。