一种适用于DC-DC转换器的张弛振荡器的制作方法

一种适用于dc-dc转换器的张弛振荡器
技术领域
1.本发明涉及模拟集成电路技术领域，具体为一种适用于dc-dc转换器的张弛振荡器。


背景技术：

2.在dc-dc转换器芯片中，振荡器是必不可少的关键模块之一，它为系统提供稳定的时钟信号，稳定且精确的时钟信号可以保证逻辑电路在控制信号调制下输出正确的占空比来开启或关断功率管，来实现调节输出电压的目的。振荡器的主要指标是输出频率精度。
3.由于dc-dc转换器的负载为轻载时，即输出电流很小，单一的系统的频率会使得工作在轻载时的dc-dc转换器的开关损耗变大，从而严重影响到系统的转换效率。针对根据负载需要调制频率的情况，现有的解决方案主要是增加轻载模式控制电路或者改变芯片外围器件来减小系统时钟频率，但是这大大增加了系统设计难度，而且面积大、成本高。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于提供一种适用于dc-dc转换器的张弛振荡器，以解决上述背景技术中提出的问题。
5.为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种适用于dc-dc转换器的张弛振荡器，包括偏置电路、修调电路、五管运放电路、电流源支路电路、电流镜电路、分压网络电路、电压比较器和反相器电路，所述五管运放电路分别与偏置电路、修调电路、电流源支路电路和电流镜电路建立电性连接，且偏置电路与修调电路建立电性连接，电流源支路电路与电流镜电路建立电性连接，分压网络电路分别与电流源支路电路和电流镜电路建立电性连接，电压比较器的输入端分别与电流镜电路和分压网络电路建立电性连接，电压比较器的输出端与反相器电路建立电性连接。
6.优选的，所述五管运放电路包括pmos管mp2、mp3和mp4，nmos管mn11和mn12，mp2的漏极接mp3和mp4的源极，mp3与mn11共漏极，mp3的栅极接正相输入端fb，mp4与mn12共漏极，mp4的栅极接负相输入端vs，mn12的漏极接mn18的栅极，mn18的栅极接mn13的栅极，mn13的漏极与电流源支路电路连接，mn11的漏极与栅极连接，mn11与mn12共栅极，mn11与mn12、mn18和mn13共源极，mn12的源极接地，且分别与偏置电路、修调电路和电流镜电路连接。
7.优选的，所述偏置电路包括nmos管mn1、mn2、mn3、mn4和pmos管mp1，mn1和mn2共栅极，且mn1的漏极接电流源i，并与栅极连接，mn3与mn4共栅极，mn3、mn4与mn12共源极，且mn3的漏极接栅极，并与mn1的源极连接，mn4的漏极接mn2的源极，mn2与mp1共漏极，mp1的栅极与漏极连接，mp1连接有mp11，且mp1与mp11共源极、共漏极，mp11与mp2共源极，且接高电平vdd，mp11的栅极接en使能信号端，mp11的漏极接mp2的栅极。
8.优选的，所述修调电路包括nmos管mn5、mn6、mn7、mn8、mn9、mn10、mn19、mn20和mn21，且mn3、mn6、mn8和mn10共栅极、共源极，mn1、mn5、mn7和mn9共栅极，mp11、mn19、mn20和mn21共漏极，mn19的源极接mn5的漏极，mn5的源极接mn6的漏极，mn20的源极接mn7的漏极，
mn7的源极接mn8的漏极，mn21的源极接mn9的漏极，mn9的源极接mn10的漏极，mn19的栅极接控制端f1，mn20的栅极接控制端f2，mn21的栅极接控制端f3。
9.优选的，所述电流源支路电路包括pmos管mp5、mp6、mp7、mp8、mp9和mp10，且mp2、mp5、mp6、mp7、mp8、mp9和mp10共栅极、共源极，mp6、mp10与mn18共漏极，且接mp13的源极，mp5、mp7与mn13共漏极，且接mp14的源极，mp8与mp14共漏极，mp9与mp13共漏极，且接电流镜电路，mp13与mp14共栅极，且接分压网络电路。
10.优选的，所述电流镜电路包括nmos管mn14、mn15、mn16和mn17，mn14与mp8共漏极，mn15与mp9共漏极，且mn15的漏极与栅极连接，mn14与mn15共栅极，mn14的源极接mn16的漏极，mn14的漏极接电压比较器的负极输入端，mn15的源极接mn17的漏极，mn16、mn17与mn13共源极，mn16的源极接电容c1，电容c1的另一端接mn14的漏极，mn15的栅极接控制信号ss端，mn17的栅极接vdd端。
11.优选的，所述分压网络电路包括电阻r1、r2和r3，且r3的一端接mn17的源极，另一端接r2和电压比较器的正极输入端，r2的另一端接r1、mp14的栅极和电压比较器的正极输入端，r1的另一端接基准电压vref端。
12.优选的，所述反相器电路包括反相器inv1、inv2和inv3，且电压比较器的输出端接inv1的输入端，inv1的输出端接inv2的输入端，inv2的输出端接inv3的输入端，inv3的输出端接输出端osc。
13.优选的，所述电压比较器包括pmos管mp12、mp13、mp14、mp15、mp16、mp17和mp18，nmos管mn22、mn23、mn24和mn25，mp13、mp14和mp15共源极，mp14的源极接mp12的漏极，mp12的栅极接vb端，mp12、mp16和mp17共源极，且接vdd端，mp16和mp17共栅极，且mp16的栅极接漏极，mp16与mn22共漏极，mn22与mn23共栅极，且mn23的栅极与源极连接，mn23、mp13和mp18共漏极，mp17与mn25共漏极，mn25与mn24共栅极，且mn24的栅极与源极连接，mn24与mp15共漏极，mn22、mn23、mn24和mn25共源极，且源极接地，mp14的栅极接pl端，mp14的漏极接mp18的源极，mp18的栅极接out端。
14.与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明所设计的电路仅采用一个电压比较器来实现对高低两个阈值电压的比较，实现了低成本和低功耗；本发明提供两种模式的输出时钟频率，通过改变振荡器内部比较电压实现改变频率的目的，可以降低轻载模式下的开关损耗，提高系统的转换效率；本发明通过共源共栅的结构将偏置电流精确复制，并且提供电流修调电路，实现在受温度、工艺、电源电压影响下的能为电路提供精确电流；本发明不仅适用于dc-dc转换器，也可用于数模转换器、电机驱动电路等电路。
附图说明
15.图1为本发明的整体电路框图；
16.图2为本发明的整体电路原理图；
17.图3为本发明的电压比较器电路原理图；
18.图4为本发明的方波信号图；
19.图5为本发明的锯齿波信号图；
20.图中：1、偏置电路；2、修调电路；3、五管运放电路；4、电流源支路电路；5、电流镜电路；6、分压网络电路；7、电压比较器；8、反相器电路。
具体实施方式
21.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
22.请参阅图1-5，本发明提供的一种实施例：一种适用于dc-dc转换器的张弛振荡器，包括偏置电路1、修调电路2、五管运放电路3、电流源支路电路4、电流镜电路5、分压网络电路6、电压比较器7和反相器电路8，五管运放电路3分别与偏置电路1、修调电路2、电流源支路电路4和电流镜电路5建立电性连接，且偏置电路1与修调电路2建立电性连接，电流源支路电路4与电流镜电路5建立电性连接，分压网络电路6分别与电流源支路电路4和电流镜电路5建立电性连接，电压比较器7的输入端分别与电流镜电路5和分压网络电路6建立电性连接，电压比较器7的输出端与反相器电路8建立电性连接；五管运放电路3包括pmos管mp2、mp3和mp4，nmos管mn11和mn12，mp2的漏极接mp3和mp4的源极，mp3与mn11共漏极，mp3的栅极接正相输入端fb，mp4与mn12共漏极，mp4的栅极接负相输入端vs，mn12的漏极接mn18的栅极，mn18的栅极接mn13的栅极，mn13的漏极与电流源支路电路4连接，mn11的漏极与栅极连接，mn11与mn12共栅极，mn11与mn12、mn18和mn13共源极，mn12的源极接地，且分别与偏置电路1、修调电路2和电流镜电路5连接；偏置电路1包括nmos管mn1、mn2、mn3、mn4和pmos管mp1，mn1和mn2共栅极，且mn1的漏极接电流源i，并与栅极连接，mn3与mn4共栅极，mn3、mn4与mn12共源极，且mn3的漏极接栅极，并与mn1的源极连接，mn4的漏极接mn2的源极，mn2与mp1共漏极，mp1的栅极与漏极连接，mp1连接有mp11，且mp1与mp11共源极、共漏极，mp11与mp2共源极，且接高电平vdd，mp11的栅极接en使能信号端，mp11的漏极接mp2的栅极；修调电路2包括nmos管mn5、mn6、mn7、mn8、mn9、mn10、mn19、mn20和mn21，且mn3、mn6、mn8和mn10共栅极、共源极，mn1、mn5、mn7和mn9共栅极，mp11、mn19、mn20和mn21共漏极，mn19的源极接mn5的漏极，mn5的源极接mn6的漏极，mn20的源极接mn7的漏极，mn7的源极接mn8的漏极，mn21的源极接mn9的漏极，mn9的源极接mn10的漏极，mn19的栅极接控制端f1，mn20的栅极接控制端f2，mn21的栅极接控制端f3；电流源支路电路4包括pmos管mp5、mp6、mp7、mp8、mp9和mp10，且mp2、mp5、mp6、mp7、mp8、mp9和mp10共栅极、共源极，mp6、mp10与mn18共漏极，且接mp13的源极，mp5、mp7与mn13共漏极，且接mp14的源极，mp8与mp14共漏极，mp9与mp13共漏极，且接电流镜电路5，mp13与mp14共栅极，且接分压网络电路6；电流镜电路5包括nmos管mn14、mn15、mn16和mn17，mn14与mp8共漏极，mn15与mp9共漏极，且mn15的漏极与栅极连接，mn14与mn15共栅极，mn14的源极接mn16的漏极，mn14的漏极接电压比较器7的负极输入端，mn15的源极接mn17的漏极，mn16、mn17与mn13共源极，mn16的源极接电容c1，电容c1的另一端接mn14的漏极，mn15的栅极接控制信号ss端，mn17的栅极接vdd端；分压网络电路6包括电阻r1、r2和r3，且r3的一端接mn17的源极，另一端接r2和电压比较器7的正极输入端，r2的另一端接r1、mp14的栅极和电压比较器7的正极输入端，r1的另一端接基准电压vref端；反相器电路8包括反相器inv1、inv2和inv3，且电压比较器7的输出端接inv1的输入端，inv1的输出端接inv2的输入端，inv2的输出端接inv3的输入端，inv3的输出端接输出端osc；电压比较器7包括pmos管mp12、mp13、mp14、mp15、mp16、mp17和mp18，nmos管mn22、mn23、mn24和mn25，mp13、mp14和mp15共源极，mp14的源极接mp12的漏极，mp12的栅极接vb端，mp12、mp16和mp17共源
极，且接vdd端，mp16和mp17共栅极，且mp16的栅极接漏极，mp16与mn22共漏极，mn22与mn23共栅极，且mn23的栅极与源极连接，mn23、mp13和mp18共漏极，mp17与mn25共漏极，mn25与mn24共栅极，且mn24的栅极与源极连接，mn24与mp15共漏极，mn22、mn23、mn24和mn25共源极，且源极接地，mp14的栅极接pl端，mp14的漏极接mp18的源极，mp18的栅极接out端。
23.工作原理：使用本发明时，由偏置电路1为整体电路提供电流，mn1～mn4为共源共栅结构可以更加精确的复制电流，保证系统输出频率的精度；修调电路2通过控制端口f1、f2、f3来控制三条支路的开启与关断，从而来实现修调偏置电流的大小，以抵消振荡器电路受到的工艺、温度及电源电压的影响；电流源支路电路4用于对电容c1充放电；电流镜电路5中，mn16为控制电容充放电的开关mos，mn14的宽长比为mn15的n倍，所以经过镜像后，流过mn14的电流为mn15的n倍；分压网络电路6用于为电压比较器7提供两个阈值电压；电压比较器7将电容c1上的电压与两个阈值电压进行比较并输出方波信号；反相器电路8用于对方波信号整形并输出固定频率的时钟信号osc；电压比较器7中，mp12通过偏置为核心比较电路提供电流，mp13为正相输入，mp15为负相输入，在此基础上，加入另一个正相输入端mp14，mp18为负相端选择开关，通过mn22～mn25的电流镜负载和mp16、mp17将比较结果输出，此结构可以简单易实现，并且避免了使用两个比较器的情况，大大的减少了面积；在五管运放电路3中，vs为正相输入端，连接的是基准电压vref，fb为负相输入端，连接的系统的根据轻重负载反馈回来的两个电压值；重载时反馈值为fb_h(fb_h电压值大于vref)，轻载时反馈值为fb_l(fb_l电压值小于vref)，重载时，五管运放电路3的输出out为低电平，mn13和mn18关闭，轻载时，mn13和mn18导通；常规模式下，即重载模式下，五管运放电路3通过比较vs和fb电压，将mn13和mn18关闭，mp5、mp7、mp8支路的电流合并为i1，mp6、mp9、mp10支路的电流合并为i2，并且i1＝i2；当en使能信号为高平的后，电路中所有支路开始工作，支路电流由电流源i通过共源共栅电流镜电路5复制得到，此时连接电容c1的负相输入端为低电平，同相端为高电平，所以电压比较器7输出out_copm为高电平，经反相器电路8的反相器inv1得到控制信号ss将mn16关闭，电流i1开始向电容c1充电，电容c1上的电压vc随即开始不断上升，并送到电压比较器7的负相输入端，与两个高低阈值进行比较，当高于上限阈值vh时，电压比较器7输出电平翻转，输出端osc为高电平，控制信号ss为高电平，使得mn16导通，电容上开始放电，电压开始下降，直到下降到低于下限阈值vl时，电压比较器7输出电平翻转，输出端osc为低电平，控制信号ss为低电平，使得mn16关闭，电容c1开始充电，如此不断反复充放电并比较后可得到固定频率的稳定时钟信号；由于使用恒定电流对固定电容充c1放电，由电容c1的电压与电流的公式：it＝cv可得到电容c1的充电时间为：
[0024][0025]
电容的放电时间为：
[0026][0027]
由此可得到振荡器的周期为：
[0028]
[0029]
最后得到该振荡器的频率为：
[0030][0031]
当系统需要降低频率后的时钟信号时，通过fb端电压值的改变，可以开启mn13和mn18，将mp5、mp6、mp7、mn10的支路电流泄放到地，从而降低给电容c1充放电的电流，根据上式(4)可知，电流降低，频率也得以降低，如图4-5，电容c1上的电压通过充放电，形成锯齿波电压信号，再与两个阈值电压比较，输出方波时钟信号，图中osc为方波信号、vc为锯齿波信号、vh和vl为高低阈值电压；本发明所设计的适用于dc-dc转化器的张弛振荡器，提供两种模式的输出时钟频率，通过改变振荡器内部比较电压实现改变频率的目的，以保证系统无论在轻载还是重载情况下都有合适的时钟频率，可以降低轻载模式下的开关损耗，提高系统的转换效率，并且本发明增加了修调电路2，以克服输出频率精度受工艺、温度、工作电压的影响。
[0032]
对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。