一种提升原边反馈变换器动态响应速率的方法及电路与流程

1.本发明涉及变换器技术，特别是公开一种提升原边反馈变换器动态响应速率的方法及电路，属于发电、变电或配电的技术领域。


背景技术：

2.对于隔离型dc/dc变换器，为了实现对变换器副边输出电压的闭环控制，可以采样变换器的副边输出电压进行直接控制，称之为副边反馈控制；也可以采样变换器的原边能够反映副边输出电压的信号进行间接控制，称之为原边反馈控制。副边反馈变换器可以取得较好的输入调整率、负载调整率，但是变换器副边产生的控制信号需要经过隔离传递至变换器的原边方可对变换器进行控制，这显著降低变换器的功率密度。
3.原边反馈变换器的信号采样及闭环控制都在变换器的原边完成，相比于副边反馈变换器移除了信号的隔离传递，可大幅提升变换器的功率密度。但由于原边反馈变换器本质上采用的是间接控制，副边输出电压的变化需要经过一定的延时才能体现在原边信号上，因此原边反馈变换器的动态响应通常差于副边反馈变换器。
4.双钳位零电压开关变换器因其结构简单、高效率等特点被广泛应用，是一种典型的原边反馈变换器，通过采样原边钳位电容电压间接实现对副边输出电压的闭环控制。
5.图1给出了双钳位零电压开关变换器及其控制系统的电路框图，包括第一至第五开关管q1～q5，功率变压器t，钳位电容cf，输出电容co，主控制器和同步整流控制器，va为第一开关管q1和第二开关管q2的连接点电压，vb为第三开关管q3和第四开关管q4的连接点电压，vc为钳位电容电压，vo为输出电压。主控制器通过采样输入电压v
in
、vc和vb，产生第一至第四开关管的控制信号s1～s4，同步整流控制器采样第五开关管q5的漏源极电压v
ds
产生第五开关管q5的控制信号s5。
6.通过推导，双钳位零电压开关变换器输出电流io的表达式为：
[0007][0008]
其中，k为比例系数，v
err
为闭环控制信号，lm为激磁电感感值，vo为变换器的输出电压，fs为变换器的开关频率。观察式(1)可得，若想加快变换器对阶跃负载的响应速度，需要变换器能够快速地调节其输出电流的大小。通过调节环路参数，可以提高变换器的跟踪带宽，使得闭环控制信号v
err
的调节速率加快。但是为了保证全输入电压负载范围内的系统稳定性，通常将变换器的跟踪带宽设置得较低，这限制了变换器对阶跃负载的响应速度。此外，负载电流前馈是改善负载阶跃响应的最常用方法，其基本的思想是通过采样变换器输出电流io的信息，并将其叠加至闭环控制信号中，以快速地调节闭环控制信号v
err
，但是该方法需要采样负载电流，且需要将采样信号传递至变换器原边参与变换器控制，大幅降低变换器的功率密度。专利202210292059.7提出了一种瞬态变频控制策略，通过快速地改变变换器的开关频率以加快负载阶跃响应，但该方法存在以下局限性：(1)实现较为复杂；(2)若在负载变化前后，变换器都工作于临界导通模式，此时该策略无法加快负载阶跃响应。专
利202210496362.9通过钳位电容并联放电开关管或分段下垂策略改善变换器原副边脱开问题，可有效提高变换器在空满载切换时的响应速度，但该方法本质上还是借助变换器原边的钳位电容电压反映变换器副边的输出电压，而变换器副边输出电压的变化需要一定的延时才能反映到钳位电容电压上，因而限制了变换器对阶跃负载的响应速度。
[0009]
本发明针对上述方法的局限性，提出一种提升原边反馈变换器动态响应速率的方法及电路，以克服上述缺陷。


技术实现要素：

[0010]
本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供一种提升原边反馈变换器动态响应速率的方法及电路，直接采样输出电容电压后隔离传递至原边获得一个闭环控制信号，结合根据钳位电容电压获得的闭环控制信号得到最终的闭环控制信号，实现大幅提升变换器动态响应速率的同时几乎不降低变换器功率密度的发明目的，解决现有变换器控制策略限制了变换器动态响应速率提升的技术问题。
[0011]
本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：
[0012]
一种提升原边反馈变换器动态响应速率的方法，包括如下步骤：
[0013]
步骤1，提取输出电容电压，隔离传递提取的输出电容电压信号至变换器原边；
[0014]
步骤2，根据闭环控制参考电压信号与提取的输出电容电压信号的差值生成第一闭环控制信号；
[0015]
步骤3，根据闭环控制参考电压信号与钳位电容电压采样信号的差值生成第二闭环控制信号，累加第一闭环控制信号和第二闭环控制信号得到闭环控制信号，根据输入电压、闭环控制信号、第三开关管和第四开关管组成桥臂的中点的电压生成变换器原边四个开关管的控制信号，根据变换器副边开关管源漏极间的电压生成副边开关管的控制信号。
[0016]
一种提升原边反馈变换器动态响应速率的电路，包括：信号提取单元、前馈信号产生单元、前馈信号产生单元、钳位电容电压采样单元、主控制器。信号提取单元的第一输入端口与输出电容的正极板连接，信号提取单元的第二输入端口与输出电容的负极板共同接副边地，第三输入端口连接钳位电容的正极板，信号提取单元的传递提取的输出电容电压信号至变换器原边。前馈信号产生单元的输入端接收提取的输出电容电压信号，对闭环控制参考电压信号与提取的输出电容电压信号的差值进行比例放大的处理后，输出第一闭环控制信号。钳位电容电压采样单元并接在钳位电容两极板之间，输出钳位电容电压采样信号。主控制器的一个输入端接钳位电容电压采样单元的输出端，主控制器的另一个输入端接收第一闭环器控制信号，对闭环控制参考电压信号与钳位电容电压采样信号的差值进行处理得到第二闭环控制信号，累加第一闭环控制信号和第二闭环控制信号后输出闭环控制信号，根据输入电压、闭环控制信号、第三开关管和第四开关管组成桥臂的中点的电压生成变换器原边四个开关管的控制信号，根据变换器副边开关管源漏极间的电压生成副边开关管的控制信号。
[0017]
作为一种提升原边反馈变换器动态响应速率的电路的进一步优化方案，信号提取单元包括：第五电容、第六电容、第七电容、第一电阻、第二电阻、稳压管，第五电容的正极板作为第一输入端口连接输出电容的正极板，第五电容的负极板、第一电阻的一端、第二电阻的一端、第六电容的正极板、稳压管的阴极相连接构成传递提取的输出电容电压信号至变
换器原边的端口，第一电阻的另一端作为第三输入端口连接钳位电容的正极板，第二电阻的另一端、第六电容的负极板、稳压管的阳极、第七电容的正极板共同接原边地，第七电容的负极板作为第二输入端口与输出电容的负极板共同接副边地，第五电容和第七电容均为y电容，且第五电容和第七电容的容值相等，第五电容的容值大于第六电容的容值。
[0018]
作为一种提升原边反馈变换器动态响应速率的电路的进一步优化方案，前馈信号产生单元包括：第一加法器、比例放大器。第一加法器的一个输入端接信号提取单元的输出端，第一加法器的另一个输入端接闭环参考电压信号，对闭环参考电压信号和输出电容电压信号进行差值计算后输出闭环控制参考电压信号与提取的输出端电容电压信号的差值。比例放大器的输入端接第一加法器的输出端，对接收的信号进行比例放大处理后输出第一闭环控制信号。
[0019]
作为一种提升原边反馈变换器动态响应速率的电路的进一步优化方案，钳位电容电压单元电路包括第三电阻和第四电阻，第三电阻的一端连接钳位电容的正极板，第三电阻的另一端与第四电阻的一端连接后作为输出端，第四电阻的另一端与钳位电容的负极板共同接原边地。
[0020]
作为一种提升原边反馈变换器动态响应速率的电路的进一步优化方案，主控制器包括：第二加法器、电压调节器、第三加法器。第二加法器的一个输入端接钳位电容电压采样电路的输出端，第二加法器的另一个输入端接闭环控制参考电压信号，对闭环控制参考电压信号与钳位电容电压采样信号进行差值计算后输出闭环控制参考电压信号与钳位电容电压采样信号的差值。电压调节器的输入端接第二加法器的输出端，对接收的信号进行调节后输出第二闭环控制信号。第三加法器的一个输入端接电压调节器的输出端，第三加法器的另一个输入端接前馈信号产生单元的输出端，对接收的信号进行累加操作后输出闭环控制信号。
[0021]
作为一种提升原边反馈变换器动态响应速率的电路的更进一步优化方案，第七电容的容值小于或等于4.7nf，第六电容的容值为10pf～100pf，对闭环控制参考电压信号与提取的输出电容电压信号的差值进行比例放大处理的系数根据第六电容的容值选取。
[0022]
作为一种提升原边反馈变换器动态响应速率的电路的更进一步优化方案，采用数字控制电路控制变换器时，前馈信号产生单元集成在主控制器中。
[0023]
本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：
[0024]
(1)针对双钳位零电压开关变换器输出电压的变化在极端工作情形下不能及时反映在钳位电容电压上的缺陷，本发明提出的电路通过将输出电容串接到接原边地的闭环回路中，并通过闭环回路中的一个电容反映输出电压的实时变化，避免原副边脱开时钳位电容电压不能实时反映输出电压的缺点，将钳位电容电压采样结果和闭环控制参考电压差值的放大信号作为闭环控制信号之一，根据钳位电容电压采样值与闭环控制参考电压的差值产生另一个闭环控制信号，叠加两个闭环控制信号后能够得到迅速响应负载变化的闭环控制信号，实现输出电压的纹波级跌落，大幅提高变换器的跟踪带宽，提升变换器的动态响应速率。
[0025]
(2)本发明所提电路通过信号提取单元直接采样输出电容电压，并隔离传递采样的输出电容电压至原边用于原边反馈控制，该电路单元采用y电容和反映输出电容电压变化的小电容形成采样输出电容电压的回路，并通过跨接原边地和副边地的y电容实现信号
隔离传递，可大幅降低隔离器件的体积，几乎不会影响系统的功率密度，具有电路简单、易于实现的优点，采样输出电容电压回路中各电容无需复杂的参数匹配，具有参数选取灵活度高的优点。
[0026]
(3)采用数字控制变换器时，本发明所提电路中的前馈信号产生单元可以集成在主控制器中，无需额外的硬件电路。
附图说明
[0027]
图1为双钳位零电压开关变换器的电路结构图。
[0028]
图2为双钳位零电压开关变换器空载切满载的典型波形图。
[0029]
图3为本发明所提提升原边反馈变换器动态响应速率电路的结构框图。
[0030]
图4为本发明所提电路中信号提取模块的具体实现电路。
[0031]
图5为本发明所提电路中信号提取模块输出信号的典型波形图。
[0032]
图6为本发明所提电路中前馈信号产生模块的具体实现电路。
[0033]
图7为本发明所提电路应用于双钳位零电压开关变换器的完整控制框图。
[0034]
图8(a)为本发明实施例中电容c6取10pf值时，双钳位零电压开关变换器输出动态响应的波形图，图8(b)为本发明实施例中电容c6取100pf时，双钳位零电压开关变换器输出动态响应的波形图。
[0035]
图9加入本发明所提电路前后，变换器开环环路增益的幅频曲线对比图和相频曲线对比图。
[0036]
图10(a)为加入本发明所提电路前变换器空满载切换的波形图，图10(b)为加入本发明所提电路后变换器空满载切换的波形图。
[0037]
图中标号说明：q1～q5为第一至第五开关管，t为功率变压器，lr为漏感，cf为钳位电容，co为输出电容，c5～c7为第五至第七电容，r1～r4为第一至第四电阻，z1为稳压管。
具体实施方式
[0038]
下面结合说明书附图和具体实施方式对本发明做进一步详细描述。
[0039]
对于原边反馈变换器，影响其动态响应的主要原因为原边的采样信号不能及时地反映副边受控信号的变化。下面以双钳位零电压开关变换器为例进行具体阐述，值得注意的是，所提方案适用于所有原边反馈变换器。对于双钳位零电压开关变换器，最恶劣的工况为变换器的负载在空载和满载之间来回切换，如图2所示，在t0时刻，变换器由满载切换至空载时，钳位电容电压vc将产生过冲，且幅值高于闭环点电压v
ref
，此时在电压调节器的作用下，第一开关管q1的导通时间将逐渐减小至0，而后第一开关管q1保持关断，相应地，第三开关管q3和第五开关管q5也将保持关断，此时钳位电容cf和输出电容co将处于自然放电状态，由于两者容量和负载存在一定差异，自然放电的速率也有所差异。在t1时刻，变换器由空载切换至满载，由于此时钳位电容电压vc依然高于闭环点电压v
ref
，变换器原边的第一开关管q1、第三开关管q3仍然处于关闭状态，此时变换器的原边不会向副边提供负载所需电流，此时负载电流由输出电容co提供，输出电压vo迅速降低，当输出电容co容量较小时，输出电压vo可能降低至0；在t2时刻，钳位电容电压vc自然放电至闭环点电压v
ref
，原边的第一开关管q1和第三开关管q3开始按控制逻辑动作，钳位电容电压vc将会被快速地拉低至输出电
压vo按照变压器原副边的匝比折算到原边的等效电压(图2中所示波形为变压器原副边匝比为1)，此时变换器的原边开始向副边传递能量。
[0040]
由图2可得，在t1～t2阶段，原边钳位电容电压vc并不能反映副边输出电压vo的变化，导致变换器对负载阶跃响应的速度较慢，造成输出电压vo的严重跌落。为了使原边的闭环控制信号能够快速反映副边受控信号的变化，加快变换器对阶跃负载的响应速度，本发明提出了基于y电容进行信号提取的快速动态响应电路，如图3所示，具体包含信号提取单元和前馈信号产生单元。信号提取单元对变换器的输出电压vo的变化信息进行提取，提取出的信号v
os
送入前馈信号产生单元，前馈信号产生单元的输出信号v
comp
作为变换器的控制信号之一。
[0041]
值得注意的是，信号提取单元输入信号的参考电位为变换器副边地电位，信号提取单元输出信号的参考电位为变换器原边地电位，因此，信号提取单元不仅需要实现对信号的提取，还需实现信号的隔离传递。通常信号的隔离传递需要采用变压器或光耦等隔离器件，但上述器件的体积较大，会显著降低变换器的功率密度，为此本发明提出了基于y电容的信号提取电路。信号提取电路如图4所示，由电阻第一电阻r1、第二电阻r2，第五电容c5、第六电容c6、第七电容c7和稳压管z1构成，其中，第一电阻r1和第二电阻r2串联，第一电阻r1的一端连接第二电阻r2的一端，第六电容c6和第二电阻r2并联，稳压管z1反向并联在第六电容c6的两级之间，第五电容c5的一极连接第二电阻r2的一端，第七电容c7的一极连接第二电阻r2的另一端。信号提取电路共有三个信号输入端口和一个信号输出端口，第五电容c5的另一极为输入端口
①
，第七电容c7的另一极为输入端口
②
，第一电阻r1的另一端为输入端口
③
，第六电容c6、第二电阻r2、稳压管z1的连接点为信号输出端口，输入端口
①
和输入端口
②
分别连接至副边输出电容co的两端，输入端口
③
连接至原边钳位电容cf正端，信号提取电路的输出端口输出的信号为v
os
，作为前馈信号产生单元的输入信号。
[0042]
当变换器的负载发生阶跃变化时，输出电容co的电压vo将随之变化。当变换器的负载增加，vo降低，且负载变化越大，vo降低的速度越快，反之则反。由于第五电容c5、第六电容c6、第七电容c7和输出电容co构成了一个闭合回路，选取第五电容c5和第七电容c7的容值远大于第六电容c6的容值，此时输出电容co上的电压变化将大部分反应在第六电容c6两端，即第六电容c6的电压能够反映变换器负载的变化，可用于变换器的闭环控制。
[0043]
值得注意的是，由于第六电容c6的容值远小于第五电容c5的容值，当变换器在进行原副边绝缘耐压测试时，第六电容c6两端将承受高压，会造成器件损坏。为此需要在第六电容c6两端并联稳压管z1，避免第六电容c6两端承受高压。第五电容c5和第七电容c7需要选用耐压等级较高的y电容；第一电阻r1和第二电阻r2为电容第六电容c6的稳态电压提供了一定的直流偏置，第六电容c6的稳态电压和闭环基准电压v
ref2
相同。第一电阻r1和第六电容c6的时间常数需足够大，避免钳位电容电压vc在瞬态过程对第六电容c6电压的影响。
[0044]
图5给出了信号提取电路的仿真波形，由图可知，当变换器的负载由空载切换至满载时，输出电压vo迅速跌落，而钳位电容电压vc经过td时间后才体现出输出电压vo的变化，在此仿真条件下，td≈50μs；而信号提取电路的输出信号v
os
能够快速且准确地反映输出电压vo的跌落，其响应速度远快于钳位电容电压vc的变化。
[0045]
图6给出了所提前馈信号产生单元的电路框图，由差值模块和比例放大模块组成，差值模块将闭环基准信号v
ref2
和信号提取电路的输出信号v
os
做差，其差值信号送入比例放
大模块，比例放大模块的放大倍数为kv。因而，比例放大模块的输出信号v
comp
可表示为：
[0046]vcomp
＝kv·
(v
ref2-v
os
) (2)
[0047]
图7给出了将所提方法应用于双钳位零电压开关变换器的完整控制框图，第三电阻r3和第四电阻r4构成的电阻分压网络对钳位电容电压vc进行采样，采样结果和闭环基准电压v
ref2
比较，两者的差值送入电压调节器，电压调节器的输出v
err
做为系统闭环的控制信号之一，v
err
即为第二闭环控制信号。
[0048]
第一电阻r1和第二电阻r2的分压比例与第三电阻r3和第四电阻r4的分压比例相同，即存在：
[0049][0050]
信号提取电路对变换器输出电压vo的变化信息进行提取，其输出信号v
os
送入前馈信号产生电路，前馈信号产生电路的输出信号v
comp
作为系统闭环的控制信号之一，v
comp
即为第一闭环控制信号，与电压调节器的输出信号v
err
相加后，产生最终的系统闭环控制信号vc。
[0051]
值得注意的是，当采用数字控制时，前馈信号产生电路可合并至主控制器中，由此，本发明所提方法的实现电路可以得到进一步简化。
[0052]
跨接于变换器原副边地之间的y电容c7由于漏电流的限制，通常选取容值小于等于4.7nf，y电容c5可选取1nf左右的容值。第五电容c5、第六电容c6和第七电容c7串联对输出电容co的电压进行分压，为了使输出电容co的电压变化能够主要体现在第六电容c6上，通常选取c6的容值远小于c5和c7的容值，c6的容值可以选取10pf～100pf，电容容值越大，相应的放大倍数kv也需增加，以取得良好的动态响应。图8(a)给出了c5＝c7＝1nf，c6为10pf时双钳位零电压开关变换器输出动态响应的仿真波形；图8(b)给出了c5＝c7＝1nf，c6为100pf时双钳位零电压开关变换器输出动态响应的仿真波形，对比图8(a)和图8(b)可得，当c6选取不同的容值时，通过调整放大倍数kv，可使变换器取得近似相同的动态响应效果。综上所述，本发明所提方法中电容参数的选取较为灵活，无需精确的参数匹配，便于实现。
[0053]
图9给出了加入所提方法前后，双钳位零电压开关变换器的开环环路增益的幅频及相频曲线，实线和虚线分别为未加入所提方法和加入所提方法后双钳位零电压开关变换器的开环环路增益。对比可以发现，未加入所提方法时，变换器的截止频率为10khz，相位裕度为37
°
；加入所提方法后，变换器的截止频率提升至100khz，此时相位裕度为45
°
，即加入所提方法后，变换器的跟踪带宽得以大幅提升，变换器的动态响应得以大幅改善。
[0054]
为了进一步验证所提方法和实现电路的有效性，搭建了硬件实验平台进行验证，实验样机的输入电压范围为16-50v，输出电压为28v，满载功率320w。图10(a)给出了未加入所提方法时，双钳位零电压开关变换器在输入电压为30v时空满载切换时的动态波形，此时输出电压vo的过冲和跌落分别为2.3v和4v；图10(b)给出了加入所提方法后，在相同测试条件下的测试波形，可以发现输出电压vo的过冲和跌落仅为0.8v和1.1v，输出电压的过冲和跌落大幅降低，验证了所提方法及实现电路的有效性。相比于仿真结果，输出电压vo的跌落幅度相对增大一些，主要由于数字控制的延时造成，减小数字控制延时，可进一步降低输出电压vo的跌落幅度。
[0055]
综上所述，本发明所提提升原边反馈变换器动态响应速率的方法及电路具有以下
优点：(1)可以大幅提高变换器的跟踪带宽，提升变换器的动态响应速率；(2)所提电路简单，易于实现，且无需进行复杂的参数匹配及选取，参数选取的灵活度高；(3)相比于通过光耦或变压器进行信号隔离传递的方案，本发明所提基于y电容的信号隔离传递方法，可大幅降低隔离器件的体积，几乎不会影响系统的功率密度，特别当变换器采用数字控制时，前馈信号产生单元可直接集成在主控制器中，无需额外的硬件电路；(4)相比采样原边信号改善变换器动态的方法，信号提取电路的输出信号对输出电压的变化反映更加迅速，基于此信号，对变换器动态的改善更加明显。