一种高输出电压的充电器的制作方法

1.本发明涉及电能变换技术领域，具体涉及一种高输出电压的同步整流技术。


背景技术：

2.如图1所示，当s1开通时，原边电流线性上升并储能，绕组np电压为上正下负。根据同名端得到绕组ns的电压为上负下正，此时s2处于关断状态。电容c3为负载提供能量。
3.当s1关断，绕组np发生极性反转，绕组np电压为上负下正，根据同名端得到绕组ns的电压为上正下负，那么开关s2体二极管(body diode)先导通，副边电流流经s2体二极管。同步整流控制芯片(sr ic)检测到开关s2体二极管导通后，同步整流控制芯片(sr ic)会给出高电平到开关s2栅极(gate)，开关s2导通，其漏极(drain)和源极(source)等效一个小电阻。电流从开关s2体二极管转移到开关s2的源漏极之间。副边电流逐步降低，源漏极之间压降逐步降低到一定阈值后，通过同步整流控制芯片(sr ic)去关断s2。
4.由于开关s2的rds(on)的压降远远小于二极管。因此采用mosfet(场效应管) 取代二极管进行整流，能显著提高效率。但是目前同步整流技术通常用于输出电压低于24v的场合。对于输出电压高达60v的场合并不适合，因为反激变换器输出电压达到60v时，其副边整流管需要使用耐压300v或以上的器件。目前同步整流控制芯片绝大多数耐压都小于200v，此外也很难找到合适的300v耐压的mosfet。因耐压问题，所以常规的同步整流技术无法应用高输出电压的场合。


技术实现要素：

5.本发明是为了克服上述方法的局限性，一种新的高输出电压同步整流电路，可以解决同步整流控制芯片耐压不足和高耐压mosfet难以选取的问题。
6.为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：
7.本发明提供的一种高输出电压的充电器，包括原边变换电路、副边变换电路和变压器，所述原边变换电路与所述变压器的原边绕组并联，所述副边变换电路与所述变压器的副边绕组并联，所述副边变换电路包括多个同步整流单元，所述变压器至少包括两个副边绕组，每个副边绕组分别与同步整流单元并联，多个所述同步整流单元的输出端串联。
8.在一具体实施例中，所述同步整流单元的输出端并联第一电容，多个所述第一电容串联。
9.在一具体实施例中，所述副边变换电路还包括第二电容，所述第二电容与多个串联的所述第一电容并联。
10.在一具体实施例中，所述同步整流单元为半波整流拓扑。
11.在一具体实施例中，所述原边变换电路包括dc/dc变换单元，所述dc/dc 变换单元的输出端与所述原边绕组并联，输入端接受直流电输入。
12.在一具体实施例中，所述dc/dc变换单元为反激变换拓扑。
13.在一具体实施例中，所述原边变换电路还包括ac/dc变换单元，所述ac/dc 变换单
元输入端接受交流电输入，所述ac/dc变换单元输出端与所述dc/dc 变换单元输入端并联为其提供直流电。
14.在一具体实施例中，所述ac/dc变换单元为全桥整流拓扑。
15.本发明的充电器中的隔离变压器包括多个副边绕组，每个副边绕组分别并联同步整流单元，然后串联得到输出电压。例如有两个副边绕组，每个副边绕组分别并联同步整流单元，然后串联，这样每组同步整流单元中器件耐压只有常规同步整流方案的一半。这样对于高输出电压，就很容易找到合适的mosfet和同步整流控制ic。从而克服目前常规同步整流方案不适合高输出电压的局限性。
附图说明
16.图1为现有技术的充电器的结构示意图。
17.图2为本发明充电器的结构示意图。
18.图3为本发明提供的充电器的第一具体实施例的结构示意图。
19.图4为本发明提供的充电器的第二具体实施例的结构示意图。
具体实施方式
20.为使本发明实施例的目的和技术方案更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
21.本发明中所述的“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(如果存在)用于在类似要素之间进行区别，并且不一定是描述特定的次序或者按时间的顺序。要理解，这样使用的这些术语在适当的环境下是可互换的，使得在此描述的主题的实施例如是能够以与那些说明的次序不同的次序或者以在此描述的另外的次序来进行操作。另外，凡可能之处，在图示及实施方式中使用相同标号的组件/ 构件/步骤，系代表相同或类似部件。
22.如图2所示，本发明充电器结构示意图，包括原边变换电路21、副边变换电路22和变压器t1，所述原边变换电路21与所述变压器t1的原边绕组np并联，所述副边变换电路22与所述变压器t1的副边绕组并联，所述副边变换电路22包括同步整流单元221-22n，所述变压器t1包括副边绕组ns1-nsn，每个副边绕组nsn分别与同步整流单元22n并联，多个所述同步整流单元22n的输出端串联。
23.所述同步整流单元22n的输出端并联电容c3n，多个所述电容c3n串联后与电容c3并联。
24.在一具体实施例中，将副边绕组ns拆分成n个圈数一样的绕组，使用n组同步整流单元22n后分别得到vo/n，然后串联得到输出电压vo。这样每组同步整流单元22n中器件耐压只有常规同步整流方案的1/n。这样对于高输出电压vo，也能容易找到合适的mosfet和同步整流控制ic。从而克服目前常规同步整流方案不适合高输出电压的局限性。
25.如图3所示一种用于高输出电压的充电器，如图3所示，原边变换电路31 包括桥式整流单元311，电容c1，dc/dc变换单元312，整流单元311，电容 c1，dc/dc变换单元312依次并联，变压器t1包括原边绕组np，绕组np与 dc/dc变换单元312的输出端并联，变压器t1包
括副边绕组ns1和副边绕组 ns2，副边绕组ns1与同步整流单元321并联，副边绕组ns2与同步整流单元322 并联，同步整流单元321包括同步整流管s21及其控制电路(图中未示出)，同步整流单元322包括同步整流管s22及其控制电路(图中未示出)。绕组ns1和ns2 圈数一样。
26.当开关s1开通时，原边电流线性上升并储能，原边绕组np电压为上正下负。根据同名端得到负边绕组ns1和ns2的电压为上负下正，此时s21和s22 处于关断状态。输出电容c31和c32为电容c3提供能量。
27.当开关s1关断后，原边绕组发生极性反转，绕组np电压为上负下正，根据同名端得到绕组ns1和ns2的电压为上正下负，那么开关s21和开关s22的体二极管先导通，原边电流转移到副边且副边电流流经开关s21和开关s22的体二极管。此后同步整流芯片(sr ic1,sr ic2)分别控制开关s21和开关s22导通和关断。副边电流从mosfet体二极管转移到其源漏极之间。源漏极压降远远小于二极管,因此可提高效率。
28.绕组ns1经开关s21整流和电容c31滤波后得到vo/2，绕组ns2经开关s22 整流和电容c32滤波后得到vo/2。电容c31和c32串联后得到输出电压vo。
29.图4所示实施例与图3不同的是，图4所示实施例中开关s21和开关s22 的串联位置不同，更加便于同步整流驱动。
30.相比于常规同步整流方案，新方案中副边主绕组拆分成2个圈数一样的绕组，使用2组同步整流经滤波后分别得到vo/2,然后串联得到输出电压vo。因此新方案同步整流电路中器件的耐压只有常规同步整流方案的一半。这样对于高输出电压，就很容易找到合适的mosfet和同步整流ic。
31.虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。