一种提高充电机效率的混合控制系统的制作方法

1.本技术实施例涉及充电技术领域，特别涉及一种提高充电机效率的混合控制系统。


背景技术：

2.随着充电机产品在电动汽车、电摩等行业的广泛应用，充电机产品及相关技术的研究得到广泛关注。目前现有的产品，普遍存在充电能量转换效率有待提升的问题。因此，一些高效率的能量转换拓扑结构开始受到关注并且被广泛应用。
3.由于充电机要求适应电池电压变化范围宽的特点，这就对设计一款满足车载电池输入电压范围的变换器提出了挑战。一般来说，llc拓扑结构解决输出电压变化的办法是变频控制。为适应大的输出电压范围，要求谐振变换器的在宽范围开关频率工作。
4.当电压增益小于1时，通过提高开关频率来减小输岀电压；当开关频率大于谐振频率时，增益曲线下降趋势缓慢，输岀电压调节范围有限。为了增加电压增益曲线的下降趋势，通常将谐振网络电感比减小，但是会导致谐振变换器功率密度降低，增大变换器损耗。同时，当开关管的开关频率提高时，会产生电磁干扰和谐波问题，以及副边整流二极管不能实现零电流关断等系列问题。


技术实现要素：

5.本技术实施例提供了一种提高充电机效率的混合控制系统。所述混合控制系统包括pfc boost变换器、llc谐振变换器、电压控制移相发生器、误差放大器和dsp主控制器；
6.所述dsp主控制器用于对采样的电压电流以及所述pfc boost变换器后级输出的vbus电压进行检测和计算电压增益m；
7.所述pfc boost变换器接入有交流电压，后级输出的直流母线接入有所述llc谐振变换器，用于调控输出电压；
8.所述电压控制移相发生器连接于所述dsp主控制器和所述llc谐振变换器之间，用于扩展输出在低段的工作电压范围以高效功率输出；
9.所述环误差放大器位于所述dsp主控制器和输出的直流母线之间，用于计算电流误差。
10.具体的，所述混合控制系统包括电压采样模块、电流采样模块和信号调理模块，所述电压采样模块和所述电流采样模块分别用于采集交变电流的输入电压和输入电流，所述信号调理模块基于基准电压对采样信号进行调理。
11.具体的，所述dsp主控制器基于输入电压uin和所述llc谐振变换器的输出电压的比值计算电压增益m。
12.具体的，所述dsp主控制器根据输入电压uin和vbus电压计算出参考电流iref，并基于输入电流iin的差值计算出误差值，所述误差值用于所述误差放大器进行放大处理。
13.具体的，所述dsp主控制器在计算所得的电压增益m≥1的情况下，通过boost驱动
控制所述pfc boost变换器输出直流母线的vbus电压随输入电压uin变化，并控制所述llc谐振变换器工作在谐振频率点，消除谐振网络的环流损耗。
14.具体的，所述dsp主控制器在计算所得的电压增益m＜1的情况下，通过所述电压控制移相发生器、所述llc谐振变换器以及定频移相控制电路组成的移相控制电路，形成移相全桥控制时序，驱动全桥进行功率输出。
15.本技术实施例提供的技术方案带来的有益效果至少包括：采用dsp主控制器实时计算电压增益的方式，电压增益大于1时切换为pfc&母线电压控制策略，pfc boost变换器内部的pfc电路调节输出电压，通过全桥llc变换器获得充电电压；在电压增益小于1时切换为选择全桥llc谐振变换器变频控制策略，扩展输出在低段的工作电压范围，且定频移相全桥可以二极管零电流关断范围，降低损耗和提高充电机的转换效率。
附图说明
16.图1是本技术实施例提供的提高充电机效率的混合控制系统的结构图；
17.图2是本技术实施例提供的全桥llc谐振变换器原理框图；
18.图3是本技术实施例提供的移相全桥运行工作时序图。
具体实施方式
19.为使本技术的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本技术实施方式作进一步地详细描述。
20.在本文中提及的“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，a和/或b，可以表示：单独存在a，同时存在a和b，单独存在b这三种情况。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。
21.如图1所示，是本技术实施例提供的提高充电机效率的混合控制系统的结构图。交流电连接pfc boost变换器，后级直流母线输出的是pfc电路输出的vbus电压，vbus电压由dsp主控制器采样和用于后续计算。
22.电压采样模块和电流采样模块用于检测交流输入端的输入电压和电流，经由信号调理模块后获得输入电压uin和输入电流iin。dsp主控制器后续根据采集的输入电压uin和输入电流iin以及直流母线处输出的vbus电压判断执行的策略。
23.pfc boost变换器后级级联llc谐振变换器，经过llc谐振变换器后输出的为输出电压，也即充电电压和充电电流。dsp主控制器同样需要采集输出电压uout。直流电压增益m为采样的输入电压uin和llc谐振变换器输出的输出电压uout的比值。
24.一方面，dsp主控制器连接有误差放大器，误差放大器经过boost驱动连接到pfc boost变换器。dsp主控制器根据输入电压uin和vbus电压计算出参考电流iref，并基于输入电流iin的差值计算出误差值，误差值用于误差放大器进行放大处理，进而通过boost驱动来驱动pfc boost变换器工作。
25.另一方面，dsp主控制器还接入有电压控制移相发生器和定频移相控制电路。定频移相与常规变频控制策略相比，指针到定频移相全桥可以确保zvs在宽负载电流和输入电压范围内运行，可以扩大整流二极管零电流关断范围，降低副边二极管关断损耗。通过电压控制移相发生器pwm移相控制，扩展输出在低段的工作电压范围和高效功率输出。具体的调
控策略和参数根据实际需求和设备属性决定，本方案对此不作限定。
26.上述两个方面的工作模式是dsp主控制器根据电压增益m的大小来决定的。当dsp主控制器计算的电压增益m≥1时，选择pfc&母线电压控制策略，即根据boost驱动控制pfc boost变换器，内部的pfc电路可以输出目标电压(上升或下降)，进而通过全桥llc谐振变换器输出。通过电池电压采样，控制pfc级输出直流母线，使直流母线电压随电池电压而变，将后级llc谐振变换器工作在谐振频率处，消除谐振网络环流损耗，实现在最大效率点工作。当dsp主控制器计算的电压增益m＜1时，选择全桥llc谐振变换器变频控制策略，扩展输出在低段的工作电压范围。
27.如图2所示，是全桥llc谐振变换器原理框图。vab移相桥输出电压；其中，v
in
为pfc输出母线电压；vo为输出电压。l
lk
为变压器的原边绕组的漏电感；q
1-q4为4个功率开关管，开关管频率为fs＝1/t；c1～c4为功率开关管自身的耦合电容；d1～d4为输出侧整流二极管；lf和cf，分别为输出滤波电感和电；变压器匝数比为np/ns＝1/n。q1和q3组成超前桥臂，q2和q4组成滞后桥臂，每个桥臂上的上下两管分别由一对互补、带死区的pwm波驱动，超前桥臂的相位领先于滞后桥臂一个角度(即移相角α)。当α＝0时，q1和q4或q2和q3同时导通,输出电压为最大值。当α＝180
°
时，q1和q2或q3和q4同时导通，输出电压为最小值。通过调节移相角，即可以调节输出电压。移相全桥4个开关管的时序图和电流电压的波形图参考图3所示。
28.综上所述，本技术提供的提高充电机效率的混合控制系统，采用dsp主控制器实时计算电压增益的方式，电压增益大于1时切换为pfc&母线电压控制策略，pfc boost变换器内部的pfc电路调节输出电压，通过全桥llc变换器获得充电电压；在电压增益小于1时切换为选择全桥llc谐振变换器变频控制策略，扩展输出在低段的工作电压范围，且定频移相全桥可以二极管零电流关断范围，降低损耗和提高充电机的转换效率。
29.以上对本实用新型的较佳实施例进行了描述；需要理解的是，本实用新型并不局限于上述特定实施方式，其中未尽详细描述的设备和结构应该理解为用本领域中的普通方式予以实施；任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本实用新型技术方案作出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例，这并不影响本实用新型的实质内容；因此，凡是未脱离本实用新型技术方案的内容，依据本实用新型的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本实用新型技术方案保护的范围内。