一种变换器及其控制方法与流程

1.本技术涉及变换器技术领域，具体而言，涉及一种变换器及其控制方法。


背景技术：

2.目前，双有源桥式dcdc变换器（dab-dcdc）具有电能双向流通、输入输出隔离、宽电压变比的技术优势，在新能源发电、直流微电网、电力电子变压器等领域有着重要应用，是电能变换领域重点研究的关键技术。
3.双有源桥式dcdc变换器采用的传统控制方式包括：单移相控制、扩展移相控制、双重移相控制以及三重移相控制。四种控制方式均采用双侧h桥占空比或移相角度控制方式；现有的控制算法包括：多目标优化、前馈控制、基于状态空间pi控制、模型预测控制、直接功率控制等方法，现报道控制方法基于小信号系统模型或功率方程实施控制。
4.然而，上述控制方式中，存在占用管脚数量多，控制性能受限等问题。


技术实现要素：

5.本技术的目的在于提供一种变换器及其控制方法，以解决现有的技术中dcdc变换器存在的占用管脚数量多，控制性能受限等问题。
6.为了实现上述目的，本技术实施例采用的技术方案如下：第一方面，本技术实施例提供了一种变换器，所述变换器包括主功率单元、模拟信号调理单元、隔离驱动单元以及核心处理单元，所述主功率单元分别与所述模拟信号调理单元、所述隔离驱动单元电连接，所述核心处理单元分别与所述模拟信号调理单元、所述隔离驱动单元电连接；其中，所述主功率单元用于实现第一端口与第二端口的功率双向传输；所述模拟信号调理单元用于采集所述主功率单元运行时的电流信号与电压信号；所述核心处理单元用于依据所述电流信号、电压信号以及预设的变趋近律函数确定移相角度，并依据所述移相角度生成驱动信号；其中，移相角度满足公式：α表示移相角度，ts表示控制周期，m1与m2表示预设的变趋近律函数，c1表示输出端电容的容值，u1表示输入端电压，u2表示输出端电压，k表示变压器匝数比，io表示输出端电流，l表示电感感值，i
l
表示电感电流，表示目标输出电压值；所述隔离驱动单元用于依据所述驱动信号控制所述主功率单元中与输入端口连接的全桥工作。
7.可选地，所述主功率单元工作时的状态方程为：
其中，α表示移相角度，c1表示电容容值，u1表示输入端电压，u2表示输出端电压，k表示变压器匝数比，io表示输出端电流，l表示电感感值，i
l
表示电感电流，ts表示控制周期，t表示时间。
8.可选地，所述主功率单元包括第一电流互感器、第二电流互感器、第三电流互感器、第一全桥、第二全桥、滤波电感以及高频变压器，所述第一端口、所述第一电流互感器、所述第一全桥、所述滤波电感、所述第二电流互感器、所述高频变压器、所述第二全桥、所述第三电流互感器以及所述第二端口依次电连接。
9.可选地，所述模拟信号调理单元包括三路直流电流采集电路与两路直流电压采集电路，三路直流电流采集电路分别与所述第一电流互感器、所述第二电流互感器、所述第三电流互感器电连接，两路直流电压采集电路分别与所述第一端口、所述第二端口电连接。
10.可选地，所述核心处理单元包括程序仿真与调试电路、核心处理器、通信接口电路、电源电路以及上电复位电路，所述核心处理器分别与所述程序仿真与调试电路、所述通信接口电路、所述电源电路以及所述上电复位电路电连接。
11.可选地，所述隔离驱动单元包括信号放大模块、逻辑选通模块以及多个驱动输出模块，所述信号放大模块分别与所述核心处理单元、所述逻辑选通模块电连接，所述逻辑选通模块还与所述多个驱动输出模块电连接。
12.另一方面，本技术实施例还提供了一种变换器控制方法，应用于变换器中的核心处理单元，所述变换器还包括主功率单元、模拟信号调理单元以及隔离驱动单元，所述主功率单元分别与所述模拟信号调理单元、所述隔离驱动单元电连接，所述核心处理单元分别与所述模拟信号调理单元、所述隔离驱动单元电连接，所述方法包括：获取所述模拟信号调理单元传输的电流信号与电压信号；依据所述电流信号、电压信号以及预设的变趋近律函数确定移相角度，并依据所述移相角度生成驱动信号；其中，移相角度满足公式：α表示移相角度，ts表示控制周期，m1与m2表示预设的变趋近律函数，c1表示输出端电容的容值，u1表示输入端电压，u2表示输出端电压，k表示变压器匝数比，io表示输出端电流，l表示电感感值，i
l
表示电感电流，表示目标输出电压值；将所述驱动信号传输至所述隔离驱动单元，以使所述隔离驱动单元驱动所述主功率单元中与输入端口连接的全桥工作。
13.可选地，所述主功率单元工作时的状态方程为：
其中，α表示移相角度，c1表示输出端电容的容值，u1表示输入端电压，u2表示输出端电压，k表示变压器匝数比，io表示输出端电流，l表示电感感值，i
l
表示电感电流，ts表示控制周期，t表示时间。
14.相对于现有技术，本技术具有以下有益效果：本技术提供了一种变换器及其控制方法，该变换器包括主功率单元、模拟信号调理单元、隔离驱动单元以及核心处理单元，主功率单元分别与模拟信号调理单元、隔离驱动单元电连接，核心处理单元分别与模拟信号调理单元、隔离驱动单元电连接；其中，主功率单元用于实现第一端口与第二端口的功率双向传输；模拟信号调理单元用于采集主功率单元运行时的电流信号与电压信号；核心处理单元用于依据电流信号、电压信号，确定移相角度，并依据移相角度生成驱动信号；隔离驱动单元用于依据驱动信号控制主功率单元中与输入端口连接的全桥工作。由于本技术中，只需要控制主功率单元中与输入端口连接的全桥工作，与输出端口连接的全桥可以处于关断状态，因此实现了单侧移相控，控制实现更加简单、硬件资源占用更少，即占用的管脚数量较少，控制性能得以提升。
15.为使本技术的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下。
附图说明
16.为了更清楚地说明本技术实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本技术的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它相关的附图。
17.图1为本技术实施例提供的变换器的电路架构示意图。
18.图2为本技术实施例提供的主功率单元的电路示意图。
19.图3为本技术实施例提供的直流电压采集电路的电路示意图。
20.图4为本技术实施例提供的直流电流采集电路的电路示意图。
21.图5为本技术实施例提供的核心处理单元的模块示意图。
22.图6为本技术实施例提供的隔离驱动单元的模块示意图。
23.图7为本技术实施例提供的信号放大模块的电路示意图。
24.图8为本技术实施例提供的逻辑选通模块的部分电路示意图。
25.图9为本技术实施例提供的逻辑选通模块的另一部分电路示意图。
26.图10为本技术实施例提供的驱动输出模块的电路示意图。
27.图11为本技术实施例提供的单侧移相控制的原理示意图。
28.图12为本技术实施例提供的控制算法的实现原理示意图。
29.图13为本技术实施例提供的变换器控制方法的示例性流程图。
30.图标：
110-主功率单元；120-模拟信号调理单元；130-隔离驱动单元；140-核心处理单元；111-第一电流互感器；112-第一全桥；113-滤波电感；114-第二电流互感器；115-高频变压器；116-第二全桥；117-第三电流互感器；131-信号放大模块；132-逻辑选通模块；133-驱动输出模块；141-程序仿真与调试电路；142-核心处理器；143-通信接口电路；144-电源电路；145-上电复位电路。
具体实施方式
31.为使本技术实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本技术实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
32.因此，以下对在附图中提供的本技术的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本技术的范围，而是仅仅表示本技术的选定实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。
33.应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。同时，在本技术的描述中，术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
34.需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。
35.在本技术的描述中，需要说明的是，术语“上”、“下”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，或者是该申请产品使用时惯常摆放的方位或位置关系，仅是为了便于描述本技术和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本技术的限制。
36.下面结合附图，对本技术的一些实施方式作详细说明。在不冲突的情况下，下述的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
37.正如背景技术中所述，目前，双有源桥式dcdc变换器通常采用单移相控制、扩展移相控制、双重移相控制以及三重移相控制等四种控制方法，上述方法存在的客观缺点包括：1、pwm驱动管脚硬件资源占用较多，限制单个处理器控制多个dab-dcdc的能力。上述四种控制方法，至少需要4对pwm驱动信号，占用处理器8个pwm专用驱动管脚，因此，占用硬件资源较多。
38.2、传统控制算法更多依据dab-dcdc的小信号系统模型或功率传输方程实施控制，由于不能体现系统的非线性特性，因此，控制性能受限。
39.3、传统控制方法更多关注输出电压的稳定控制，而很少关注系统的稳定特性，因此系统稳定性存在问题。
40.4、传统控制方法基于电压外环实施闭环控制，对提高系统性能的电流内环控制考虑较少。
41.有鉴于此，为了解决上述问题，本技术提供了一种变换器，通过单侧移相控制方
式，减少硬件资源占用。
42.下面进行示例性说明：作为一种实现方式，请参阅图1，该变换器包括主功率单元110、模拟信号调理单元120、隔离驱动单元130以及核心处理单元140，主功率单元110分别与模拟信号调理单元120、隔离驱动单元130电连接，核心处理单元140分别与模拟信号调理单元120、隔离驱动单元130电连接；其中，主功率单元110用于实现第一端口与第二端口的功率双向传输；模拟信号调理单元120用于采集主功率单元110运行时的电流信号与电压信号；核心处理单元140用于依据电流信号、电压信号，确定移相角度，并依据移相角度生成驱动信号；隔离驱动单元130用于依据驱动信号控制主功率单元110中与输入端口连接的全桥工作。
43.主功率单元110采用双源桥式dcdc（dab-dcdc）功率变换拓扑结构，可以实现第一端口和第二端口之间的功率双向传输。例如，第一端口可以作为输入端口接收输入功率，第二端口可以作为输出端口输出功率；或者，第二端口作为输入端口接收输入功率，第一端口作为输出端口输出功率。
44.主功率单元110的第一端口、第二端口、滤波电感（图中l）上的电流通过电流互感器ct1、ct2、ct3变换为0-5a电流后输入模拟信号调理单元120，第一端口、第二端口的电压差分输入模拟信号调理单元120。模拟信号调理单元120将调理后的电压、电流信号输入核心处理单元140的ad管脚。核心处理单元140依据模拟信号采样值，采用非线性控制算法，进行移相角度计算，并通过pwm驱动管脚输出高频驱动信号，驱动模块用于根据核心处理单元140的高频驱动信号驱动主功率单元110电路中单侧全桥工作。
45.通过本技术提供的变换器，可以实现单侧移相控制，因此具有控制实现简单、硬件资源占有少的优点；同时，基于移相角度的渐近趋近非线性控制算法，可以提升控制效果。
46.下面对本技术提供的变换器的硬件进行说明：作为一种实现方式，请参阅图2，该主功率单元110包括第一电流互感器111、第二电流互感器114、第三电流互感器117、第一全桥112、第二全桥116、滤波电感113以及高频变压器115，第一端口、第一电流互感器111、第一全桥112、滤波电感113、第二电流互感器114、高频变压器115、第二全桥116、第三电流互感器117以及第二端口依次电连接。第一电流互感器111、第二电流互感器114、第三电流互感器117用于将主电路中的大电流变换为0~5a直流电流。滤波电感113用于实现电流的平滑滤波，减小电流冲击。高频变压器115用于实现升降压变化和功率传输。第一全桥112与第二全桥116各自由四个功率管构成，实现移相控制电能变换。
47.可选地，模拟信号调理单元120包括三路直流电流采集电路与两路直流电压采集电路，三路直流电流采集电路分别与第一电流互感器111、第二电流互感器114、第三电流互感器117电连接，两路直流电压采集电路分别与第一端口、第二端口电连接。
48.并且，直流电流采集电路和直流电压采集电路均采用隔离型采样方式，具有强弱电隔离的技术优势，采样更安全。
49.请参阅图3，为本技术实施例提供的一种直流电压采集电路的电路示意图。其中，电压信号通过电阻r4转换为电流信号，由霍尔互感器u4的1脚输入，并按一定比例有由3脚输出电流信号，输出的电流信号经电阻r8输入运算放大器中，经运算放大器u2b的调理后输出0-3v的电压信号，电压跟随输出后的电压输入核心处理单元140的ad管脚。
50.请参阅图4，为本技术实施例提供的一种直流电流采集电路的电路示意图。3路直流电流采集电路均采用闭环霍尔电流传感器chcs_lts完成电流信号向电压信号的转换，每路直流电流采集电路结构相同，均如图4所示。r9、r12、r14、r16、u7b、c6、c12完成差分调理功能，通过调节r16与r12的比值，可以将电压信号调理至0~3v。r13、c11和u7a完成电压跟随功能。电压跟随输出后的电压输入核心处理单元140的ad管脚。
51.其中，请参阅图5，核心处理单元140包括程序仿真与调试电路141、核心处理器142、通信接口电路143、电源电路144以及上电复位电路145，核心处理器142分别与程序仿真与调试电路141、通信接口电路143、电源电路144以及上电复位电路145电连接。程序仿真与调试电路141用于完成核心处理器142程序的下载和在线调试功能。核心处理器142用于完成控制算法计算，通信接口电路143用于实现通信输出和外部交互，电源电路144用于完成核心处理器142及模拟信号调理单元所需的电源，上电复位电路145用于完成核心处理器142的上电复位功能。
52.作为一种实现方式，请参阅图6，隔离驱动单元130包括信号放大模块131、逻辑选通模块132以及多个驱动输出模块133，信号放大模块131分别与核心处理单元140、逻辑选通模块132电连接，逻辑选通模块132还与多个驱动输出模块133电连接。
53.图7为本技术实施例提供的一种信号放大模块131的电路示意图，核心处理器142输出epwm1a和epwm1b总计1对pwm波，经过芯片u3进行电平转换，实现3.3v驱动信号向5v电平转换，同时芯片u3具有更大的驱动能力。信号放大单元输出epwm1h、epwm1l两路驱动信号，并输入逻辑选通模块132。
54.逻辑选通模块132如图8与图9所示。u8、u9为h桥选通控制信号。信号放大模块131输出的驱动信号epwm1h、epwm1l和核心处理单元140输出的h桥选通信号io_h_l、io_h_r，共同输入u6、u7、u10、u11，经过与操作后输入光耦db1、db2、db3、db4，输入驱动信号q1at、q1bt、q2at、q2bt，并分别输入4个驱动输出模块。
55.4个驱动输出模块具有相同电路结构，如图10所示，逻辑选通模块132输出驱动信号q1at、q1bt、q2at、q2bt至驱动输出模块133（图中仅示出一个驱动输出模块133的电路示意图，其余驱动输出模块的电路相同），输出4路独立驱动信号连接主功率单元110的第一全桥112与第二全桥116。驱动输出模块中的u1为驱动芯片，可以与第一全桥112或第二全桥116很好的匹配。
56.dab-dcdc在传统控制方式，均是通过同时控制第一全桥112与第二全桥116进行功率传输控制，而本技术中，提供了一种单侧移相控制的新方式。具体实现原理分析如图11所示。
57.由于dab-dcdc具有结构对称的特点，现以电功率由第一端口输入、第二端口输出为例进行分析，第二端口输入、第一端口输出的分析过程是类似的。
58.当电功率由第一端口输入、第二端口输出时，主功率单元110的第一全桥112工作在移相控制模式，第二全桥116的驱动信号全部为低电平，此时第二全桥116通过内部的二极管工作在不可控整流状态。
59.结合图1，第一全桥112的q1a和q1a/工作在互补状态，q1b/滞后q1a相位角为α，q1b和q1b/工作在互补状态。
60.结合图11，第一全桥112有四种工作模式：
模式1（t0~t1）：电感电流正向充电状态此时q1a和q1b/工作，u1向电感l输入电压，进行充电，同时隔离变压器二次侧电压u2归算至一次侧的电压为ku2，因此，此时电感l输出滤波电容c1满足：满足：模式2（t1~t2）：电感电流正向放电状态此时q1a停止工作，电感l上的电流不能突变，通过q1a/的体二极管和q1b/进行放电，实现电感上的电能向负载供电，因此，此时电感l输出滤波电容c1满足：满足：模式3（t2~t3）：电感电流反向充电状态此时q1b和q1a/工作，u1向电感l输入电压，进行充电，同时隔离变压器二次侧电压u2归算至一次侧的电压为ku2，因此，此时电感l输出滤波电容c1满足：满足：模式4（t3~t4）：电感电流反向放电状态此时q1a/停止工作，电感l上的电流不能突变，通过q1a的体二极管和q1b进行放电，实现电感上的电能向负载供电，因此，此时电感l输出滤波电容c1满足：满足：由上述推导过程可知，通过改变相移角度α就可以改变l充电的时间，进而改变电感储能的大小。当l储存能量越小，那么在放电阶段维持输出端电压u2稳定的能力就弱。因此，通过改变移相角度α可以改变输出端电压u2的大小。
61.由于在一个控制周期ts内前半个周期和后半个周期工作具有对称特性，如果引入移相角α，则可以得dab-dcdc状态方程为：dcdc状态方程为：其中，α表示移相角度，c1表示输出端电容的容值，u1表示输入端电压，u2表示输出端电压，k表示变压器匝数比，io表示输出端电流，l表示电感感值，i
l
表示电感电流，ts表示
控制周期，t表示时间。
62.dab-dcdc采用的四种传统控制方式，均是通过同时控制第一全桥112和第二全桥116进行功率传输控制，因此需要同时控制8只管子工作，需要用到4对pwm驱动信号。
63.而通过本技术提供的上述单侧移相控制实现原理分析可知，dab-dcdc只能工作在电功率传输的一种状态（电功率由第一端口输入第二端口输出或电功率由第二端口输入第一端口输出），因此，只需要控制第一全桥112、第二全桥116中的一个进行移相控制，就可以改变输出电压的高低，从而改变输出功率大小。
64.在采用单侧移相控制方式时，可以采用上述隔离驱动单元130电路形式，实现核心处理器输出epwm1a和epwm1b的1对pwm驱动信号驱动第一全桥112、第二全桥116的8只功率管，因此具有结构简单的特点。
65.在一种实现方式中，移相角度满足公式：其中，α表示移相角度，ts表示控制周期，m1与m2表示预设的变趋近律函数，c1表示输出端电容的容值，u1表示输入端电压，u2表示输出端电压，k表示变压器匝数比，io表示输出端电流，l表示电感感值，i
l
表示电感电流，表示目标输出电压值。
66.具体分析如下：由上述推导可得dab-dcdc状态方程为：（1-1）（1-2）当取时，可得：（1-3）（1-4）取x1=u2，x2=i
l
，，由（1-3）和（1-4）可得：（1-5）（1-6）取输出电压的目标值为u
2ref
=x
ref
，可得：（1-7）取lyapunov函数，由式（1-7）可得：
（1-8）取电流内环目标值为：（1-9）将式（1-9）代入式（1-8）可得时：（1-10）当取时，可得。
67.结合式（1-6）可得：（1-11）由式（1-11）可得：（1-12）取控制输入为：（1-13）取lyapunov函数，将式（1-13）代入式（1-12）可得：（1-14）当取时，可得。
68.由式（1-7）~式（1-14）可知dab-dcdc的控制输入为：（1-15）由式（1-15）可得：（1-16）由于，从而可得移相控制角为：
需要说明的是：1、上述控制律中引入了m1，m2两个变趋近律函数，从而可以保证较大时，具有更强的控制输出，加速系统收敛速度；2、控制律α充分结合了dab-dcdc的非线性模型结构，具有更好的控制效果；3、控制律α中含有输出电压目标值外，同时含有电感电流i
l
，因此具有电压电流双闭环控制效果，响应速度更快；4、控制律α需要确定的系数包括；5、控制律α涉及到的物理参数包括c1、l；6、控制律α涉及到的状态量（测量量）：。
69.与传统的单电压外环pi控制方式相比，本技术提出的基于lyapunov的变趋近非线性控制包含电压、电感电流两个物理参量，同时所有推导过程均依据系统的非线性模型，所以此方法具有更好的动态调节性能。基于lyapunov的控制方法能够在调节速度非常快的同时保证基本没有电压过冲现象。
70.上述控制算法实现原理如图12所示。
71.通过本技术提供的变换器，至少具有以下效果：1、相对于四种传统控制方式，由于只需要一对pwm驱动信号，即可实现8只功率管控制，因此，具有控制实现简单、硬件资源占有少的优点；2、本技术提出一种渐近趋近非线性控制算法，可以有效适应dab-dcdc非线性特性，相对于传统基于小信号模型的控制方式，具有更好的控制效果。
72.3、本技术提出的控制算法是一种基于lyapunov控制稳定理论的非线性控制方法，在实现传统控制方法电压稳定控制的同时，还能够保证系统大范围稳定，新的控制算法具有更强的稳定控制能力。
73.4、本技术所提控制算法通过采集电感电流i
l
实时值，可以提高系统的控制响应速度，克服了传统控制方法单纯依靠电压外环控制的不足，因此系统的动态响应更迅速。
74.5、本技术给出的驱动电路、采样电路通过采用霍尔传感器、光电隔离等措施，均具有强弱电隔离效果，具有更好的安全性，可应用于大功率的场合。
75.基于上述实现方式，本技术实施例还提供了一种变换器控制方法，应用于变换器中的核心处理单元140，变换器还包括主功率单元110、模拟信号调理单元120以及隔离驱动单元130，主功率单元110分别与模拟信号调理单元120、隔离驱动单元130电连接，核心处理单元140分别与模拟信号调理单元120、隔离驱动单元130电连接，请参阅图13，该方法包括：s102，获取模拟信号调理单元传输的电流信号与电压信号；s104，依据电流信号与电压信号确定移相角度，并依据移相角度生成驱动信号；
s106，将驱动信号传输至隔离驱动单元130，以使隔离驱动单元130驱动主功率单元110中与输入端口连接的全桥工作。
76.其中，移相角度满足公式：其中，α表示移相角度，ts表示控制周期，m1与m2表示预设的变趋近律函数，c1表示输出端电容的容值，u1表示输入端电压，u2表示输出端电压，k表示变压器匝数比，io表示输出端电流，l表示电感感值，i
l
表示电感电流，表示目标输出电压值。
77.其中，主功率单元110工作时的状态方程为：其中，主功率单元110工作时的状态方程为：其中，α表示移相角度，c1表示输出端电容的容值，u1表示输入端电压，u2表示输出端电压，k表示变压器匝数比，io表示输出端电流，l表示电感感值，i
l
表示电感电流，ts表示控制周期，t表示时间。
78.综上所述，本技术提供了一种变换器及其控制方法，该变换器包括主功率单元、模拟信号调理单元、隔离驱动单元以及核心处理单元，主功率单元分别与模拟信号调理单元、隔离驱动单元电连接，核心处理单元分别与模拟信号调理单元、隔离驱动单元电连接；其中，主功率单元用于实现第一端口与第二端口的功率双向传输；模拟信号调理单元用于采集主功率单元运行时的电流信号与电压信号；核心处理单元用于依据电流信号、电压信号，确定移相角度，并依据移相角度生成驱动信号；隔离驱动单元用于依据驱动信号控制主功率单元中与输入端口连接的全桥工作。由于本技术中，只需要控制主功率单元中与输入端口连接的全桥工作，与输出端口连接的全桥可以处于关断状态，因此实现了单侧移相控，控制实现更加简单、硬件资源占用更少，即占用的管脚数量较少，控制性能得以提升。以上所述仅为本技术的优选实施例而已，并不用于限制本技术，对于本领域的技术人员来说，本技术可以有各种更改和变化。凡在本技术的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本技术的保护范围之内。
79.对于本领域技术人员而言，显然本技术不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本技术的精神或基本特征的情况下，能够以其它的具体形式实现本技术。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本技术的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本技术内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。