一种主动热管理控制方法及控制系统

本发明涉及牵引传动，具体涉及一种主动热管理控制方法及控制系统。

背景技术：

1、牵引传动系统是列车动力的唯一来源，其功率密度、工作效率和可靠性直接影响列车的运输能力、运行效率与安全性。牵引传动系统按照牵引供电以及牵引电动机的制式可分为：“交-直”牵引传动、“直-交”牵引传动、“交-直-交”牵引传动。“交-直”牵引传动系统具有调速方法简单的优点，但是直流牵引电机具有换向器，在换向器与电刷之间易出现火花甚至引起环火，且电机结构复杂，体积重量大，动力学性能受到影响。“直-交”牵引传动系统仅适用于对低压直流牵引网进行电能变换，不适用于中高压直流场景。

2、目前，国内外列车部分采用“交-直-交”牵引传动系统，通过受电弓从牵引网获取交流电，工频牵引变压器将牵引网单相交流电降压，二次侧输出低压单相交流电，通过单相整流器转化为中间环节低压直流电，再由三相逆变器变换为三相交流电实现为牵引电机供电。工频牵引变压器具有结构简单、经济成本较低等优点，但其体积、重量过大，严重限制了列车的运载能力；其二次侧电压受负载影响大，无法实现电压电流可控输出。同时，其内部非线性铁磁元件的存在导致变压器一次侧电流不受控，会造成牵引网电压、电流畸变，因此系统中会出现无功、谐波等问题，对牵引传动系统的安全性、可靠性造成威胁；甚至会通过牵引变电所反映到外部三相电网中产生负序问题，造成三相电压的不平衡问题。

3、因此如何解决牵引传动系统的电能质量问题，保证原有功能不变的前提下减重、减体积、输出电压电流可控、提高可靠性是当前牵引传动系统研究的热点问题。随着各种电压等级的直流制式牵引网的提出及应用，以电力电子变换器为核心设备的车载电力电子变压器可以使得“直-交”牵引传动系统从直流牵引网获取直流电，输出电压电流可控，解决负序、无功、谐波等电能质量问题，减少列车体积与重量。

4、此外，绝缘栅双极性晶体管(igbt)是车载电力电子变压器中最易受损的器件之一，其工作状态取决于牵引电机输出功率，由于列车运行期间需要在复杂工况之间频繁切换，导致igbt模块的结温大幅波动，从而对igbt造成损伤，降低其运行寿命。为了提高车载电力电子变压器可靠性，需通过主动热管理控制方法实现复杂工况频繁切换下igbt模块结温的平滑过渡。

技术实现思路

1、本发明的目的在于提供一种主动热管理控制方法及控制系统，以能够降低复杂工况切换时引起的igbt芯片结温波动，提升igbt芯片的使用寿命，提高车载电力电子变压器可靠性。

2、本发明解决上述技术问题的技术方案如下：

3、本发明提供一种主动热管理控制方法，所述主动热管理控制方法包括：

4、s1：获取车载电力电子变压器结构内部igbt芯片的实时开关频率和流经所述igbt芯片的实时电流；

5、s2：根据所述当前时刻开关频率和所述当前时刻电流，利用电损耗-热网络优化模型，计算得到第一实时结温；

6、s3：判断列车运行功率是否恒定，若是，进入s7；否则，进入s4；

7、s4：根据当前开关频率、流经igbt芯片的当前时刻电流及频率和电流的关系，得到第二实时结温；

8、s5：根据当前时刻的第一实时结温和前一时刻的第二实时结温，得到实时结温误差；

9、s6：比较所述实时结温误差和实时结温误差参考值，若所述实时结温误差小于所述实时结温误差参考值，则维持当前开关频率不变并进入s7，否则，对所述当前时刻开关频率进行更新，并返回s4；

10、s7：将所述当前开关频率赋予车载电力电子结构内部所述igbt芯片中。

11、可选择地，所述s1中，所述车载电力电子变压器结构包括：mmc-h桥dc-dc变换器和三相逆变器，所述mmc-h桥dc-dc变换器输入侧正极经高速断路器qf1与直流牵引网相连，输入侧负极相连于接地钢轨，其输出侧与三相逆变器输入侧相连；所述三相逆变器输入侧与mmc-h桥dc-dc变换器输出侧相连，其输出侧与交流牵引电机输入侧相连，以给列车供电。

12、可选择地，所述mmc-h桥dc-dc变换器的一次侧是基于模块化多电平的mmc逆变器，二次侧为单相两电平h桥整流器，所述mmc逆变器的输出端和所述单相两电平h桥整流器的输入端同时连接变比为kt:1的中频变压器。

13、可选择地，所述mmc-h桥dc-dc变换器采用单移相控制的控制策略，所述单移相控制的控制策略即为：控制一次侧单相mmc逆变器输出电压与二次侧单相h桥整流器输入电压存在一个相位差通过控制相位差实现mmc-h桥dc-dc变换器内功率传输大小和方向的控制；

14、所述mmc-h桥dc-dc变换器采用准两电平调制的调制策略，所述准两电平调制的调制策略即为：通过给单相mmc逆变器各子模块开关信号提供一个较小的延时td，使各个子模块不在同一时间投入或切除，因此各个子模块的输出电压之间就存在一个较小的移相角θd，输出调制波形为在较短时间内阶梯上升的方波，由基尔霍夫电压定律与基尔霍夫电流定律可得到准两电平调制下mmc-h桥dc-dc变换器的传输功率表达式为：

15、

16、式中，p为mmc-h桥dc-dc变换器传输功率，kt为中频变压器变比，udc1为一次侧单相mmc逆变器输入电压，udc2为二次侧单相h桥整流器输出电压，l为变压器等效漏感，f为单相mmc逆变器子模块开关频率，为一次侧交流电压与二次侧交流电压的相位差，n为单相mmc逆变器子模块数量，td为单相mmc逆变器各子模块间延时时间。

17、可选择地，所述三相逆变器采用三相两电平h桥结构，且其使用的控制策略为转子磁场定向间接矢量控制策略，通过控制定子电流和转差频率满足约束条件实现磁场定向，具体控制过程为：由列车牵引制动曲线对电磁转矩和转子磁通的指令值进行计算，从而得到q轴电流给定的限幅值，通过电流转矩分量给定计算模块计算得到d轴电流给定值，接着将电机反馈的定子电流通过abc-dq坐标变换为解耦的转矩分量iq和磁场分量id，将电压前馈计算单元值uds、uqs加入其中得到dq轴指令电压ud*、uq*，后续再将其转换到两相静止坐标系下得到电压分量uα*、uβ*，最后通过调制产生脉冲信号实现对逆变器控制，最终实现电机驱动系统的闭环控制。

18、可选择地，所述s2包括：

19、s21：根据所述igbt芯片的开关特性，建立其损耗模型；

20、s42：根据所述损耗模型，得到igbt芯片结温数学模型。

21、可选择地，所述s21中，所述损耗模型包括通态损耗优化计算子模型和开关损耗优化计算子模型；

22、所述通态损耗优化计算子模型为：

23、

24、其中，pcond,t为igbt芯片的通态损耗，vce为igbt芯片的导通压降，ic(t)为t时刻流经igbt芯片的电流，vce0-125℃和vce0-25℃分别为igbt芯片在125℃和25℃时的初始导通压降，rce-125℃和rce-25℃分别为igbt芯片在125℃和25℃时的通态电阻，tj-igbt1为igbt芯片在t时刻的瞬时结温；

25、所述开关损耗优化计算子模型为：

26、

27、其中，psw,t为igbt芯片的开关损耗，fsw为igbt芯片的开关频率，asw(on)、bsw(on)、csw(on)为开通损耗拟合系数的修正值，asw(off)、bsw(off)、csw(off)为关断损耗拟合系数的修正值，ic(t)为t时刻流经igbt芯片的电流，ubase为igbt芯片集射极额定电压，ut为igbt芯片实际使用时的集射极电压，dsw-t为经验值。

28、可选择地，所述s22中，所述igbt芯片结温数学模型为：

29、

30、其中，tj-igbt1为第一实时结温，ta表示环境温度，l为热网络模型阶数，rjsi为igbt芯片第i阶的热阻，rsa表示散热器到外部环境的热阻，pt为igbt芯片的总损耗且pt＝pcond,t+psw,t，pcond,t为igbt芯片的通态损耗且

31、vce为igbt芯片的导通压降，ic(t)为t时刻流经igbt芯片的电流，vce0-125℃和vce0-25℃分别为igbt芯片在125℃和25℃时的初始导通压降，rce-125℃和rce-25℃分别为igbt芯片在125℃和25℃时的通态电阻，tj-igbt1为igbt芯片在t时刻的瞬时结温，psw,t为igbt芯片的开关损耗且fsw为igbt芯片的开关频率，asw(on)、bsw(on)、csw(on)为开通损耗拟合系数的修正值，asw(off)、bsw(off)、csw(off)为关断损耗拟合系数的修正值，ic(t)为t时刻流经igbt芯片的电流，ubase为igbt芯片集射极额定电压，ut为igbt芯片实际使用时的集射极电压，dsw-t为经验值。

32、可选择地，所述s6中，对所述当前开关频率进行更新包括：

33、若所述实时结温误差的绝对值|△tj-igbt|大于所述实时结温误差参考值的绝对值|△tj-igbtref|，且所述实时结温误差△tj-igbt大于零，将前一时刻开关频率fsw减小△fsw后得到fsw1，以将fsw1作为当前时刻开关频率并返回s4，直至|△tj-igbt|<|△tj-igbtref|或开关频率fsw1减小至igbt芯片允许最小开关频率fsw_min时结束循环，所述允许最小开关频率fsw_min满足：

34、fsw_min≥fsw_thd

35、式中，fsw_thd为满足谐波畸变率的igbt芯片允许最小开关频率；

36、若所述实时结温误差的绝对值|△tj-igbt|大于所述实时结温误差参考值的绝对值|△tj-igbtref|，且所述实时结温误差△tj-igbt小于零，将前一时刻开关频率fsw增加△fsw后得到fsw2，以将fsw2作为当前时刻开关频率并返回s4，直至|△tj-igbt|<|△tj-igbtref|或开关频率fsw2增加至igbt芯片允许最大开关频率fsw_max时结束循环，所述允许最大开关频率fsw_max满足：

37、

38、其中，ton+toff为igbt进行一次通断所需的时间，fsw_lim为数据手册给出的允许极限值，pt_max,t为igbt芯片在最大结温下所承受的最大功率损耗，pcon,t为igbt芯片的通态损耗，esw,t(i)为igbt芯片开关一次的能耗。

39、本发明还提供一种基于上述的主动热管理控制方法的主动热管理控制系统，所述主动热管理控制系统包括：

40、数据采集模块，所述数据采集模块用于获取车载电力电子结构内部igbt芯片的实时开关频率和流经所述igbt芯片的实时电流；

41、第一结温计算模块，所述第一结温计算模块用于根据所述当前时刻开关频率和所述当前时刻电流，利用所述电损耗-热网络优化模型，计算得到第一实时结温；

42、电流变化判断模块，所述电流变化判断模块用于判断电流是否发生变化，从而判断列车运行功率是否恒定；

43、第二结温计算模块，所述第二结温计算模块用于根据当前开关频率、流经igbt芯片的当前时刻电流及频率和电流与实时结温的关系，计算得到第二实时结温；

44、结温误差比较模块，所述结温误差比较模块用于根据当前时刻的第一实时结温和前一时刻的第二实时结温，得到实时结温误差；

45、开关频率计算与判断模块，所述开关频率计算与判断模块用于比较所述实时结温误差和实时结温误差参考值并根据比较结果对当前开关频率进行更新；

46、采样保持器，在列车运行中，所述采样保持器用于固定第二实时结温；在列车运行功率变化时，所述采样保持器用于维持前一时刻的第二实时结温与开关频率。

47、本发明具有以下有益效果：

48、1、本发明所提出的一种车载电力电子变压器的结构适用于各种电压等级的直流制式牵引网，输出电压电流可控，以mmc-h桥dc-dc变换器替换原有工频牵引变压器实现列车体积与重量的减少；

49、2、本发明中的mmc-h桥dc-dc变换器所采用的单移相控制策略与准两电平调制策略与三相逆变器的转子磁场定向间接矢量控制策略可以解决负序、无功、谐波等电能质量问题，向牵引网侧与牵引电机侧均呈现良好的电能质量，提升列车运行安全性；

50、3、本发明提出的主动热管理控制方法，能在列车运行功率发生变化时通过控制算法指导三相逆变器开关频率的变化，降低了三相逆变器中所有igbt芯片的结温波动，提升了igbt芯片运行寿命，进而提升车载电力电子变压器的运行寿命。