一种CLLC双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法

本发明属于电力，具体涉及一种cllc双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法。

背景技术：

1、两级式单相逆变器系统通常应用于两种功率变换场合，一是前级整流器将交流电转换为稳定的直流电供给后级的直流变换器，进而为直流负载提供稳定的直流电能，二是新能源发电的应用场合，前级直流变换器对输入的直流电压升压至额定母线电压，由后级的单相逆变器转换为交流电以实现并网或供给交流负载。由于两级式单相逆变器系统可以有效地避免前后两级控制上的耦合，因此在新能源发电、微网储能、轨道交通、电动汽车充电等场合得到了广泛的应用。但是在单相dc-ac系统中，由于其输出功率呈现二倍频波动特性，不可避免地在前级直流变换器和输入源中产生二次谐波震荡，表现为二次谐波电流或二次谐波电压。在输入侧为光伏的系统中，二次谐波电流的引入会使得最大功率处出现波动，影响最大功率点追踪的效果和性能。在储能应用场合，二次谐波电流的馈入将极大地降低电池的容量和寿命，进一步地降低系统的可靠性。除此之外，对于前级直流变换器采用谐振变换器的应用场合，如双有源全桥逆变器，llc谐振变换器、cllc双向谐振变换器等，该二次谐波电流的注入还会使得变换器失去软开关的特性，导致系统损耗增加，效率降低。若直流母线电压产生二倍频波动，将直接影响并网逆变器的输出电能质量，带来电网的谐波问题。

2、在传统设计中，直流变换器利用无源元件，尤其是能量密度远大于磁性元件的电容器来缓冲电源和负荷的周期性低频功率波动。由于电容的大小与电压的波动量成反比，因此在高电能质量的应用场合，通常采用大容值电解电容来减少母线电压的波动，但与此同时也带来系统体积庞大，功率密度降低等问题。

3、近年来，不少学者就此提出了很多解决的方法。例如在直流母线上增加小容量的功率解耦变换器，将二倍频能量转移至变换器中，但也带来了控制难度增加的问题；或者通过在控制环路中增加并联或串联的虚拟阻抗，获得一定的电感低频电流纹波和母线纹波抑制效果，实现无源元件最优化低频纹波功率分配。但目前已有的功率解耦方法仍然未能从本质上解决小容值和低纹波的固有矛盾。

技术实现思路

1、本发明的目的在于提供一种cllc双向谐振变换器级联并网逆变器及其抑制方法，该并网逆变器基于差异分裂电容设计，在不改变现有拓扑的前提下，通过差异电容化设计和电容电荷精确控制，实现瞬时纹波功率补偿和电容电压纹波互补，从而减小母线储能元件。

2、为了达到上述目的，本发明采用以下技术手段：

3、一种cllc双向谐振变换器级联并网逆变器，包括输入直流电源vin、第一cllc双向谐振变换器模块、第二cllc双向谐振变换器模块、全控逆变桥inv；第一cllc双向谐振变换器模块和第二cllc双向谐振变换器模块采用输入并联输出串联结构；

4、第一输入直流电源vin的正极接第一cllc双向谐振变换器模块的输入正极和第二cllc双向谐振变换器模块的输入正极，第一输入直流电源vin的负极接第一cllc双向谐振变换器模块的输入负极和第二cllc双向谐振变换器模块的输入负极，第一cllc双向谐振变换器模块的输出正极接全控逆变桥inv直流母线正极，第一cllc双向谐振变换器模块的输出负极接第二cllc双向谐振变换器模块的输出正极，第二cllc双向谐振变换器模块的输出负极接全控逆变桥inv直流母线负极，全控逆变桥输出接单相交流电网或交流负载。

5、可选的，所述第一cllc双向谐振变换器模块包括原边全桥、隔离谐振腔、副边全桥组成，原边全桥包含4个均带反向二极管的n沟道型mosfet功率管q1、mosfet功率管q2、mosfet功率管q3、mosfet功率管q4，隔离谐振腔包含谐振电容cr1、谐振电感lr1、变压器t1、变压器励磁电感lm1、谐振电容cr2、谐振电感lr2，副边全桥包含4个带反向二极管的n沟道型mosfet功率管q5、mosfet功率管q6、mosfet功率管q7、mosfet功率管q8、输出电容c1；mosfet功率管q1的漏极和mosfet功率管q2的漏极接输入直流电源vin的正极，mosfet功率管q1的源极和mosfet功率管q2的源极分别接mosfet功率管q3的漏极和mosfet功率管q4的漏极，mosfet功率管q3的源极接mosfet功率管q4的源极和输入直流电源vin的负极，谐振电容cr1的正极接mosfet功率管q1的源极，谐振电容cr1的负极接谐振电感lr1的正极，谐振电感lr1的负极接变压器t1原边正极和励磁电感lm1的正极，变压器t1原边负极接励磁电感lm1的负极和mosfet功率管q2的源极；谐振电感lr2的正极接变压器t1副边正极，谐振电感lr2的负极接谐振电容cr2的正极，谐振电容cr2的负极接mosfet功率管q5的源极和mosfet功率管q7的漏极，mosfet功率管q5的漏极接mosfet功率管q6的漏极，mosfet功率管q6的源极接mosfet功率管q8的漏极和变压器t1的副边负极，mosfet功率管q7的源极接mosfet功率管q8的源极；输出电容c1的正极接第一cllc双向谐振变换器模块的输出正极，输出电容c1的负极接第一cllc双向谐振变换器模块的输出负极和第二cllc双向谐振变换器模块的输出正极。

6、可选的，所述第二cllc双向谐振变换器模块包括原边全桥、隔离谐振腔、副边全桥组成，原边全桥包含4个带反向二极管的n沟道型mosfet功率管q9、mosfet功率管q10、mosfet功率管q11、mosfet功率管q12，隔离谐振腔包含谐振电容cr3、谐振电感lr3、变压器t2、变压器励磁电感lm2、谐振电容cr4、谐振电感lr4，副边全桥包含4个均带反向二极管的n沟道型mosfet功率管q13、mosfet功率管q14、mosfet功率管q15、mosfet功率管q16，输出电容c2；mosfet功率管q9的漏极和mosfet功率管q10的漏极接输入直流电源vin的正极，mosfet功率管q9的源极和mosfet功率管q10的源极分别接mosfet功率管q11的漏极和mosfet功率管q12的漏极，mosfet功率管q11的源极接mosfet功率管q12的源极和输入直流电源vin的负极；谐振电容cr3的正极接mosfet功率管q9的源极，谐振电容cr3的负极接谐振电感lr3的正极，谐振电感lr2的负极接变压器t2原边正极和励磁电感lm2的正极，变压器t2原边负极接励磁电感lm2的负极和mosfet功率管q10的源极；谐振电感lr4的正极接变压器t2副边正极，谐振电感lr4的负极接谐振电容cr4的正极，谐振电容cr4的负极接mosfet功率管q13的源极和mosfet功率管q15的漏极，mosfet功率管q13的漏极接mosfet功率管q14的漏极，mosfet功率管q14的源极接mosfet功率管q16的漏极和变压器t2的副边负极，mosfet功率管q15的源极接mosfet功率管q18的源极；输出电容c2的正极接第二cllc双向谐振变换器模块的输出正极，输出电容c2的负极接第二cllc双向谐振变换器模块的输出负极。

7、可选的，所述全控逆变桥inv包括mosfet功率管sap、mosfet功率管san、mosfet功率管sbp、mosfet功率管sbn，mosfet功率管sap、mosfet功率管san、mosfet功率管sbp、mosfet功率管sbn两两先串联后并联。

8、一种cllc双向谐振变换器级联并网逆变器的抑制方法，包括：

9、单相逆变器并网运行或接交流负载时，采用pwm脉宽调制技术将输入直流电转化为工频交流电，其交流输出侧经lc滤波器滤除开关频率谐波后，接入单相交流电网或交流负载；

10、直流母线电压由前级cllc双向谐振变换器控制，交流侧输出电压由全控逆变桥控制；cllc双向谐振变换器采用移相控制方法使得原边全桥和副边全桥的开关信号均为频率相同、占空比50％的方波信号，副边全桥开关信号与原边全桥开关信号存在相位差δ，当δ>0时，功率正向传输，输出电流方向为正；当δ<0时，功率反向传输，输出电流方向为负；

11、其中，相位角δ由闭环控制得到；采样输出电容电压作为控制量，与目标电容电压进行比较，误差经pr控制器得到相位角δ；pr控制器同时控制电容电压的直流工作点和纹波分量，每个cllc双向谐振变换器模块采用独立的电压pr控制器进行控制。

12、作为本发明的进一步改进，输出交流功率和输入直流功率之差为二倍频纹波功率，该功率与输出电容c1和输出电容c2吸收的功率关系满足：

13、pc1-2ω+pc2-2ω＝po-pin

14、其中，pc1-2ω是电容c1吸收的二倍频纹波功率，pc2-2ω是电容c2吸收的二倍频纹波功率，po是逆变器输出功率，pin为输入直流功率。

15、作为本发明的进一步改进，电容c1、电容c2直流工作点电压相同，且c1>c2，两个所述电容容值c1、c2选择满足以下要求：

16、

17、其中，vbus代表直流母线电压的直流分量，pdc代表系统平均功率，c1、c2代表输出电容c1、c2的容值，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率。

18、作为本发明的进一步改进，所述输出电容电压的表达式为：

19、

20、其中，vc1(t)、vc2(t)代表输出电容c1、c2的瞬时电压，vbus代表直流母线电压的直流分量，pdc代表系统平均功率，c1、c2代表输出电容c1、c2的容值，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率。

21、作为本发明的进一步改进，所述输出电流的计算式为：

22、

23、其中，iout1(t)、iout2(t)分别代表第一双向cllc谐振变换器和第二双向cllc谐振变换器的输出电流，vbus代表直流母线电压的直流分量，pdc代表系统平均功率，c1、c2代表输出电容c1、c2的容值，ω代表交流侧逆变器输出交流量的工频角频率；

24、由于c1＞c2，因此得模块输出电流波动量幅值大于直流分量，输出电流存在小于0的区间，此时输出电流反向流动，功率由直流母线侧向前级cllc双向谐振变换器传输。

25、作为本发明的进一步改进，所述pwm脉宽调制技术的具体方法为：

26、取调制波为单相电网频率正弦波vcon＝msin(ωt)，其中m为调制度，载波为双极性高频三角波vtri，当vtri<vcon时，sap和sbn导通，san和sbp关断，逆变器两桥臂中点电压为vbus。当vtri>vcon时，san和sbp导通，sap和sbn关断，逆变器两桥臂中点电压为-vbus。逆变器的并网电压vac(t)是桥臂中点电压在一个载波周期内平均值：

27、vac(t)＝mvbussin(ωt)＝vacsin(ωt)

28、其中m为调制度，vbus为直流母线电压，ω为输出交流电压角频率，vac为交流电压的幅值。

29、相比于现有技术，本发明具有以下优势：

30、本发明的并网逆变器采用输入并联输出串联结构的cllc双向谐振变换器模块，第一cllc双向谐振变换器模块和第二cllc双向谐振变换器模块采用输入并联输出串联(ipos)结构；输出电容的大小不同，通过闭环控制主动控制电容波形以二倍频互补波动，维持母线电压恒定。输出直流母线的串联电容容值采用差异设计，从而使得两个电容功率的吸收和释放得以非同步进行，为纹波的互补提供了可行性。采用该方案可以大幅度降低对直流母线电容的需求，由于电容电压被控为互补状态，因此可以在系统中的二倍频纹波功率完全由直流母线电容承担的同时，实现直流母线电压的低纹波。与传统设计相比，采用此方法不影响cllc双向谐振变换器的原边软开关特性，并可以通过合理的参数设计，保持原副边电压电流器件的应力不变。

31、进一步，通过人为控制电容纹波电压互补波动，实现任意时刻一个电容吸收功率，另一个电容释放功率，维持母线电压恒定的同时保持功率变化量等于系统输入与输出的功率差；由于电容c1大于电容c2，因此电容c2吸收一定功率，电压增加的时候，电容c1为弥补相同的电压跌落，仅需要较小的功率，而多余的功率差即可用于补偿系统输入和输出的功率差，从而在维持母线低纹波的同时，将系统的二倍频纹波功率全部转移至输出电容上，减小了直流母线输出电容的需求。传统设计中电容大小相同、直流工作点相同，二倍频纹波功率流入直流母线电容，表现为电容上的纹波电压同步波动，电容同步吸收功率或释放功率，直流母线上的电压纹波为电容c1和电容c2的纹波和，为减小电压纹波，通常采用大容值的电解电容，而电解电容相对薄膜电容来说体积庞大，寿命短，稳定性低，难以应用于高功率密度、长使用时间的应用场合中。而本发明巧妙地通过差异设计容值，既降低了母线纹波大小，同时减小了母线容值的需求，从根本上解决了低纹波和母线小容值之间的固有矛盾，使得薄膜电容替换电解电容成为可行的途径。基于此方法设计的两级式单相逆变系统，母线电压纹波减小94％，逆变器输出电压thd明显降低。