一种LLC双向变换器及其控制方法、设备、存储介质与流程

本发明涉及电力电子，特别涉及llc双向变换器及其控制方法、设备、存储介质。

背景技术：

1、近年来，随着新能源技术的快速发展，智能微电网、电动汽车、混合储能、双向充电桩、电池化成和分容等领域也迎来了广泛关注和大力发展，而这些领域均需要使用双向dc-dc变换器来进行能量的双向传输以及电压和功率的双向变换。双向dc-dc变换器(bidirectional dc-dc converter)是根据各应用场景的实际需要来调节能量或功率双向传输的直流-直流变换器，它能够根据供电端和负载端的需要，将能量从供电端传输到负载端，也可将负载端多余的能量回馈到供电端，从而实现节约电能和“削峰填谷”的目的。在以上众多的应用场合中，不仅要求双向dc-dc变换器能提供能量双向传输的功能，还需要具备高效率、高功率密度和电气隔离等特性，而llc谐振变换器作为一种可实现电气隔离、高效率、开关管的零电压开通(zvs)和零电流关断(zcs)的谐振型变换器，被广泛用于双向dc-dc变换器中。

2、llc双向谐振变换器(本文以下简称llc双向变换器)其中之一的电路结构如图1所示，其原边的开关管和副边的整流管都使用具有双向开关功能的mos管。llc双向变换器根据器件的功能可分为包括原边储能电容、原边开关网络、谐振网络、变压器、副边开关网络和副边储能电容。其中，电容ca为原边储能电容，n-mos管s1、s2、s3和s4组成了原边开关网络，s1和s2构成第一桥臂，s3和s4构成第二桥臂；谐振电容cr和谐振电感lr构成了谐振网络，变压器t包括原边绕组np、副边绕组ns和激磁电感lm；n-mos管s5、s6、s7和s8组成了副边开关网络，s5和s6构成第三桥臂，s7和s8构成第四桥臂；电容cb为副边储能电容。llc双向变换器其他的电路结构可根据原边开关网络、副边开关网络、谐振网络和变压器的不同形成不同的组合形式，比如，原边开关网络可以是图1所示的全桥结构，也可以是半桥结构；副边开关网络可以是图1所示的全桥结构，也可以是全波整流结构；而谐振电容可以是图1所示的独立式，也可是分立式；等等。

3、传统的llc双向变换器的控制方法通常为，当能量正向传输(正向工作)时，给原边开关网络的mos管施加驱动电压，原边开关网络中的mos管正常工作，而副边开关网络中的mos管不施加驱动电压，即副边开关网络靠mos管的体二极管整流；相反，当能量反向传输(反向工作)时，给副边开关网络中的mos管施加驱动电压，副边开关网络中的mos管正常工作，而原边开关网络中的mos管不施加驱动电压，即原边开关网络靠mos管的体二极管整流。这种控制方法虽然可以实现llc变换器的双向能量传输，但因总有一边的mos管靠其体二极管整流，所以损耗大、效率低、开关管应力高，当传输功率较大时，因体二极管损耗大导致器件发热严重，可靠性大大降低。

4、以图1所示llc双向变换器的电路为例，llc双向变换器的第一种改进型的控制方法为，采用变频控制策略，不管llc双向变换器正向工作还是反向工作，原边开关网络中的mos管与副边开关网络中对应位置的mos管的驱动信号的时序完全一致，即s1、s4、s5与s8同时开通和关断，s2、s3、s6与s7同时开通和关断，它们的驱动信号都为占空比为50％的方波，且同一桥臂中的上下mos管互补导通且留有一定的死区时间，这种改进型的控制方法如图2所示，该控制方法可以让原副边的mos管都导通，代替了损耗较大的二极管整流，效率得到了一定的提高。但是，这种控制方法因原副边mos管的导通时长较长，多余的能量在谐振腔中消耗掉，循环电流较大从而引起mos管的导通损耗、谐振电感和变压器的铜损都较大，所以效率提升有限，且轻载效率很低。

5、申请号为201710496472.4的中国专利“适用于llc谐振型变换器的能量双向控制策略”提出了一种新的llc双向变换器的控制策略，可提升llc双向变换器的效率。具体为，采用变频控制策略，不管llc双向变换器工作于正向还是反向工作状态，都采用同一种控制策略，原边开关网络中mos管的驱动电压为占空比等于50％的方波信号，同一桥臂中的上下mos管互补导通并留有一定的死区时间，而副边开关网络中的mos管的导通时长始终为0.5tr(tr为llc双向变换器的谐振周期，并且，副边开关网络中的mos管与原边开关网络中对应位置的mos管同时开通；具体而言，以图1所示全桥llc双向变换器为例，s1和s4的驱动信号完全一致且占空比都为50％，s2和s3的驱动信号完全一致且分别与s1和s4的驱动信号互补，s2、s3的驱动信号分别与s1、s4的驱动信号之间留有一定的死区时间；s5、s6、s7和s8的导通时长设定为0.5tr，s5、s8与s1、s4的驱动信号的开通时刻同步，s6、s7与s2、s3的驱动信号的开通时刻同步。当无法准确得到谐振周期tr时，相应的优化控制策略为，当开关周期ts大于空载开关周期tnl时，开关管s5～s8的导通时长设置范围为0.25ts～0.5tr；当开关周期ts小于空载开关周期tnl时，开关管s5～s8的导通时长设置范围为0.5tr～0.5ts，这种控制方法如图3所示。这种控制方法与传统的控制方法和第一种改进型的控制方法相比，因原副边mos管都导通、不再使用其体二极管进行整流，且副边mos管驱动信号的占空比始终小于50％，效率得到了进一步提升。然而，因llc双向变换器在反向工作时，等效为串联谐振变换器，其最大增益为1，则在设计变压器时，为了满足反向工作时的增益需求，需要将变压器的匝比设计的较大。仍以图1所示的全桥llc双向变换器为例，va为原边端口电压，vb为副边端口电压，正向工作时，va作为输入电压，vb作为输出电压；反向工作时，vb作为输入电压，va作为输出电压。若将变压器的匝比n设定为额定匝比nnom(nnom＝va/vb)，则llc变换器反向工作时，一旦vb(或va)稍有降低，则va(或vb)必然低于预设的额定值。所以，为了满足反向工作时的电压增益，变压器匝比n必须满足n＞nnom＝va/vb，且留有一定的余量，这样一来，采用申请号201710496472.4所提出的控制策略时，会存在如下问题：(1)llc双向变换器的正向工作频率(或开关频率)整体低于反向工作频率，且反向工作时，从空载到满载的工作频率的变化范围比较宽，为了保证极限工作条件下的增益要求，llc变换器反向工作时的工作频率会远离谐振频率，这就导致llc双向变换器正向和反向工作时的整体工作频率范围较宽，效率较低；(2)此外，在llc双向变换器反向工作时，如图6所示，因原边开关网络中mos管的导通时长较大(为50％占空比的方波)，当副边mos管关断后，多余的能量会在谐振腔中循环流动，造成较大的能量损失，效率会进一步降低；(3)llc双向变换器在反向工作时，原副边开关管都无法实现软开关，开关管的开关损耗较大，这失去了谐振变换器的固有优势。

6、综上所述，llc双向变换器的现有控制策略及其改进型控制策略存在如下缺陷：

7、(1)正向和反向工作时，系统整体工作频率范围较宽，且会较多地偏离谐振频率，不利于效率优化；

8、(2)反向工作时，谐振腔环流较大，损耗较大，特别是轻负载时，效率较低；

9、(3)反向工作时，开关管失去了软开关的特性，开关损耗增加，emi性能变差。

技术实现思路

1、本发明旨在克服上述现有技术中的缺陷，提供一种llc双向变换器及其控制方法，不仅可实现原副边开关管的软开关，还可显著降低反向工作时谐振腔的电流，大大降低反向工作时的损耗，还能够使变换器在正向和反向工作时的整体工作频率降低，使变压器匝比更趋近于额定匝比，进一步提升变换器的整体效率。

2、为了实现以上目的，本发明通过以下技术方案来实现：

3、第一方面，提供一种llc双向变换器的控制方法，所述llc双向变换器包括依次进行电路连接的原边储能电容ca、原边开关网络、谐振网络、变压器、副边开关网络和副边储能电容cb；所述原边开关网络包括第一桥臂或者包括第一桥臂和第二桥臂，每个桥臂包括上开关管和下开关管，第一桥臂的上开关管的驱动信号和第二桥臂的下开关管的驱动信号为第一驱动信号，第一桥臂的下开关管的驱动信号和第二桥臂的上开关管的驱动信号为第二驱动信号；所述副边开关网络与变压器的副边绕组和副边储能电容cb形成的回路包括第一回路和第二回路，第一回路和第二回路均包括至少一个开关管，第一回路的开关管的驱动信号为第三驱动信号，第二回路的开关管的驱动信号为第四驱动信号；所述谐振网络包括至少一个谐振电感和一个谐振电容；所述控制方法包括：所述llc双向变换器采用变频控制策略，工作频率fs始终低于谐振网络的谐振频率fr，且所述llc双向变换器在正向工作时按照正向控制策略运行，反向工作时按照反向控制策略运行；

4、正向控制策略：第一驱动信号和第二驱动信号互补且为占空比等于50％的方波(忽略死区时间)，第三驱动信号的上升沿与第一驱动信号的上升沿同步，第四驱动信号的上升沿与第二驱动信号的上升沿同步，第三驱动信号和第四驱动信号所驱动的开关管的导通时长相同并处于0～tr/2范围，其中，tr为所述谐振网络的谐振周期，lr表征谐振网络中谐振电感的电感值，cr表征谐振网络中谐振电容的电容值；

5、反向控制策略：第一驱动信号和第三驱动信号相同，第二驱动信号和第四驱动信号相同，第一驱动信号和第二驱动信号所驱动的开关管不同时导通，第三驱动信号和第四驱动信号所驱动的开关管不同时导通，所述原边开关网络和副边开关网络的所有开关管的导通时长都相同。

6、优选的，所述llc双向变换器在正向工作时，副边开关网络的所有开关管的导通时长固定为tr/2。

7、优选地，所述llc双向变换器在反向工作时，第一驱动信号的相位与第二驱动信号的相位相差180°。

8、优选的，所述llc双向变换器在反向工作时，原边开关网络和副边开关网络中的所有开关管的导通时长处于0～tr/2范围，并根据输入端或输出端的负载或功率的变化进行调节。

9、优选的，所述llc双向变换器在反向工作时，原边开关网络和副边开关网络中的所有开关管的导通时长根据输入端或输出端的负载或功率的变化进行调节，具体包括：当原开关网络中的第一桥臂的上开关管和第二桥臂的下开关管的电流因谐振电感lr与谐振电容cr的谐振而降低至0时，同时使第一驱动信号和第三驱动信号为低电平，以驱动对应的开关管关断；当原边开关网络中的第一桥臂的下开关管和第二桥臂的上开关管的电流因谐振电感lr与谐振电容cr的谐振而降低至0时，同时使第二驱动信号和第三驱动信号为低电平，以驱动对应的开关管关断。

10、优选的，所述llc双向变换器在反向工作时，原边开关网络和副边开关网络中的所有开关管的导通时长都固定为tr/2。

11、第二方面，提供一种llc双向变换器，包括依次进行电路连接的原边储能电容ca、原边开关网络、谐振网络、变压器、副边开关网络和副边储能电容cb；所述原边开关网络包括第一桥臂或者包括第一桥臂和第二桥臂，每个桥臂包括上开关管和下开关管，第一桥臂的上开关管的驱动信号和第二桥臂的下开关管的驱动信号为第一驱动信号，第一桥臂的下开关管的驱动信号和第二桥臂的上开关管的驱动信号为第二驱动信号；所述副边开关网络与变压器的副边绕组和副边储能电容cb形成的回路包括第一回路和第二回路，第一回路和第二回路均包括至少一个开关管，第一回路的开关管的驱动信号为第三驱动信号，第二回路的开关管的驱动信号为第四驱动信号；所述谐振网络包括至少一个谐振电感和一个谐振电容；所述llc双向变换器采用变频控制策略，工作频率fs始终低于谐振网络的谐振频率fr；在正向工作时，第一驱动信号和第二驱动信号互补且为占空比等于50％的方波(忽略死区时间)，第三驱动信号的上升沿与第一驱动信号的上升沿同步，第四驱动信号的上升沿与第二驱动信号的上升沿同步，第三驱动信号和第四驱动信号所驱动的开关管的导通时长相同并处于0～tr/2范围，其中，tr为所述谐振网络的谐振周期，lr表征谐振网络中谐振电感的电感值，cr表征谐振网络中谐振电容的电容值；

12、在反向工作时，第一驱动信号和第三驱动信号相同，第二驱动信号和第四驱动信号相同，第一驱动信号和第二驱动信号所驱动的开关管不同时导通，第三驱动信号和第四驱动信号所驱动的开关管不同时导通，所述原边开关网络和副边开关网络的所有开关管的导通时长都相同。

13、第三方面，一种计算机设备，所述计算机设备包括：一个或多个处理器；

14、存储器，用于存储一个或多个程序；

15、当所述一个或多个程序被所述一个或多个处理器执行时，使得所述一个或多个处理器实现如上所述的llc双向变换器的控制方法。

16、第四方面，提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述程序被处理器执行时实现如上所述的llc双向变换器的控制方法。

17、与现有技术相比，本发明的有益效果为：

18、(1)llc双向变换器正向工作于轻负载状态时，可适当减小副边开关管的导通时长，提升效率；

19、(2)llc双向变换器反向工作时的工作频率范围显著减小，系统在正向和反向工作时的整体工作频率范围更窄，变压器的匝比选取可以更加趋近于额定匝比，提升系统的整体效率；

20、(3)llc双向变换器反向工作时，可实现全负载范围内副边开关管的零电压开通(zvs)和原边开关管的零电流关断(zcs)，显著降低原副边开关管的开关损耗；则llc双向变换器无论正向工作还是反向工作，均可实现所有开关管全负载范围的软开关，减小emi干扰；

21、(4)llc双向变换器反向工作时，谐振腔环流显著降低，变压器原边绕组的电流、副边绕组的电流和谐振腔电流的峰值和有效值均显著降低，变压器和谐振电感的铜损以及原边开关管和副边开关管的导通损耗都显著降低，效率得到显著提高；

22、(5)原边储能电容和副边储能电容的纹波电流和esr损耗都显著降低，提升了整个变换器的可靠性和使用寿命。