基于DAB的SWISS型三相双向变换器的控制方法

本发明涉及一种基于dab的swiss型三相双向变换器的控制方法，属于电力电子领域的三相双向ac/dc变换器领域。

背景技术：

1、随着新能源技术的推广，交直流混合微电网技术因其在高效能源利用、多能源兼容性以及与现有技术的融合方面的潜力而受到积极的研究和发展。在该技术框架内，连接交直流电网的三相ac/dc变换器被视为混合微电网的关键组成部分。对于变换器研究而言，高效率、低成本、高电能质量和稳定的输出电压一直是持续追求的目标。此外，在特定的工作场合，三相双向ac/dc变换器还需要满足输出直流电压的宽范围调节以及大范围的负载功率变化。

2、在变换器的双向工作状态中，以整流状态为例，传统的三相ac-dc整流器一般采用两级的结构，采用功率因数校正(pfc)电路连接dc-dc电路。ac-dc输出为恒定的直流电压，通过dc-dc电路调节输出电压。某在线技术提出了一种新型的三相buck型swiss整流器拓扑结构，包括低频扇区选择电路与两个实现功率因数控制的buck电路，扇区选择电路与buck电路之间不需要大容量解耦电容即可实现一体控制，属于单级式的结构。将电路中的二极管替换成开关管即可实现功率的双向流动。与其他三相ac/dc变换器相比，所需要的高频开关较少，减少了高频调制带来的开关损耗，并且整流工作在buck模式，可实现更宽范围的输出电压变化。然而，高频开关少会导致开关管的应力集中，限制了变换器的功率等级。此外，此技术采用的方法无法实现开关管的软开关，变换器的效率较低。

3、为了解决swiss整流器硬开关工作和开关应力集中的问题，并出于电气隔离的目的，又一在线技术提出了一种新型隔离swiss整流器，称为swiss移相全桥整流器(spfr)。将buck电路替换为移相全桥的电路拓扑，实现了ac-dc整流器，该技术提出了一种新颖的调制策略来实现spfr中的软开关。高频开关的软开关不仅依赖于变压器漏感中存储的能量和磁化电感中的能量，因此两个全桥之间的功率耦合会影响滞后桥臂的零电压开关条件。此技术采用的方法只适用于整流模式，并不适用于功率双向流动的场合，同时变压器和开关管的峰值和有效值电流都较大，导通损耗无法得到优化。

技术实现思路

1、为了实现swiss变换器的双向以及高效率工作、宽范围输出以及高电能质量，本发明提供基于dab的swiss型三相双向变换器的控制方法。图1所示为本发明针对的基于dab的swiss型三相双向变换器的拓扑结构示意图，并针对该拓扑提出了两种相应的控制策略来实现功率因数校正和输出电压控制，综合优化dab变换器的稳定控制和高效率，对导通损耗和零电压软开关的模态控制进行优化，在此基础上，可以实现dab变换器所有工作模态的软开关和变压器峰值电流的优化，进而可以实现基于dab的swiss型变换器的高效率工作、宽范围输出以及高电能质量输入。

2、本发明目的是通过下述技术方案实现的。

3、本发明公开的基于dab的swiss型变换器，其特征在于：所述基于dab的swiss型变换器为隔离型三相ac/dc变换器，网侧接入工作在低频的swiss变换器电路拓扑，电网电压经过swiss变换器，在po和on节点之间均出现三倍工频的馒头波，分别作为两个处于高频开关的dab变换器的输入；每个dab变换器通过变压器进行隔离，变压器原、副边分别为两个全桥，输出用于连接任意负载；通过dab变换器工作模态的切换，控制两个全桥的占空比和电压波形相对应的移相角实现变换器功率因数校正；输出侧由两个dab变换器的输出并联得到输出电压。本发明公开的基于dab的swiss型变换器的单位功率因数校正的控制方法有以下两种：

4、所述基于dab的swiss型变换器无电流采样功率因数校正的控制方法包括如下步骤：

5、步骤一：通过电压参考vref和输出电压反馈vo相减得到的电压误差，电压误差经过输出电压控制器输出为输入电流幅值控制量y，y∈[-1，1]；

6、步骤二：采样输入侧a相相电压vga，经过二阶广义积分器并锁相环后得到电网相电压幅值vm和a相的相角θ，θ∈[0，2π]；将相角θ分别加减2π/3得到c相和b相的相角，进而得到三相相角的余弦值；将输入电流幅值控制量y与最大的相角余弦值通过乘法器相乘得到ycos_max作为po节点所接的dab变换器的输入电流给定值，同样的，将输入电流幅值控制量y与最小的相角余弦值通过乘法器相乘得到y cos_min作为on节点所接的dab变换器的输入电流给定值，并通过两个输入电流给定值分别计算得到两个dab变换器对应的移相角值；

7、步骤三：根据网侧三相电压所在扇区，产生swiss变换器中双向开关的驱动信号；po节点的输出所接dab变换器一次输入侧电压vin_p的表达式为

8、

9、其中，vab、vba、vbc、vcb、vca、vac分别是ab两相、ba两相、bc两相、cb两相、ca两相、ac两相的相电压之差，vm是相电压幅值，θ是a相相电压的相位角。

10、on节点的输出所接dab变换器一次输入侧电压vin_n的表达式为

11、

12、根据采样得到的dab变换器二次侧输出电压vo，分别计算po节点和on节点所接的dab变换器的等效电压增益mp和mn，mp表示为vo/(nvin_p)，mn表示为vo/(nvin_n)，n为变压器的副边匝数与原边匝数的比值。

13、步骤四：根据步骤二和步骤三计算得到的移相角以及mp和mn的值，划分两个dab变换器工作于下述7种模态：当mp或者mn小于1，判定dab工作于模态1或模态1.5或模态2三种工作模态，根据移相角进一步判定dab变换器工作于上述三种工作模态中的某一具体工作模态，并计算得到模态1或模态1.5或模态2下对应的占空比以及移相角大小；当mp或者mn大于1，判定dab工作于模态3或模态3c或模态3.5或模态4四种工作模态，根据移相角和输入电压的大小进一步判定dab变换器工作于上述四种工作模态中的某一具体工作模态，并计算得到对应模态3或模态3c或模态3.5或模态4下相应的占空比以及移相角大小；通过上述工作模态切换方式，实现所述基于dab的swiss变换器的功率因数校正和输出电压控制，对导通损耗和零电压软开关的模态控制进行优化，并保证每个dab变换器七种工作模态下8只开关管的软开关和变压器峰值电流的优化。

14、根据步骤二和步骤三计算得到的mp值以及移相角的值，划分po节点所接的dab变换器工作于下述7种模态：

15、当mp小于1，dab工作于模态1、模态1.5或模态2三种工作模态：计算三种工作模态的移相角大小以及模态切换的临界移相角大小，其中

16、

17、y cos_max为po节点所接dab变换器的输入电流给定值，lr为串联电感的感值，ts为开关周期，izvs1为dab变换器一次侧全桥开关管实现软开关的最小电流幅值，izvs2为dab变换器二次侧全桥开关管实现软开关的最小电流幅值；为dab变换器工作于模态1下对应的移相角大小；为dab变换器工作于模态1.5下对应的移相角大小；为dab变换器工作于模态2下对应的移相角大小；为当mp小于1时，判定dab变换器具体工作于模态1或模态1.5的临界移相角；为当mp小于1时，判定dab变换器具体工作于模态1.5或模态2的临界移相角；在mp小于1情况下，根据移相角进一步判定dab变换器工作于上述三种工作模态中的某一具体工作模态：

18、当时，判定dab变换器工作在模态1，并计算得到dab变换器在模态1下相应的占空比以及移相角大小为

19、

20、其中，为po节点所接dab变换器移相角大小，d1p为dab变换器一次侧全桥的占空比，d2p为dab变换器二次侧全桥的占空比；

21、当时，判定dab变换器工作在模态2，并计算得到dab变换器在模态2下相应的占空比以及移相角大小为

22、

23、当时，首先假设dab变换器工作在模态1.5，并计算得到dab变换器在模态1.5下相应的占空比以及移相角大小为

24、

25、此时若则说明dab变换器工作在模态1.5；若则判定dab变换器工作在模态2，并重新根据模态2下的表达式求得占空比以及移相角大小；

26、当mp大于1，判定dab工作于模态3或模态3c或模态3.5或模态4四种工作模态：计算四种工作模态的移相角大小以及模态切换的临界移相角和临界输入电压大小，其中

27、

28、为dab变换器工作于模态3条件下对应的移相角大小；为dab变换器工作于模态3c条件下对应的移相角大小；为dab变换器工作于模态3.5条件下对应的移相角大小；为dab变换器工作于模态4条件下对应的移相角大小；为当mp大于1时，判定dab变换器具体工作于模态3或模态3.5的临界移相角，为当mp大于1时，判定dab变换器具体工作于模态3.5或模态4的临界移相角；vin_th为判定dab变换器是否工作在模态3c的临界移相角；

29、在mp大于1情况下，根据移相角和输入电压大小进一步判定dab变换器工作于上述四种工作模态中的某一具体工作模态：

30、当时，判定dab变换器工作在模态3或者模态3c，根据输入电压的大小进一步判定工作于上述两种工作模态中的某一具体工作模态：

31、当vin_p≤vin_th时，判定dab变换器工作在模态3c，并计算得到dab变换器在模态3c下相应的占空比以及移相角大小为

32、

33、当vin_p>vin_th时，判定dab变换器工作在模态3，并计算得到dab变换器在模态3下相应的占空比以及移相角大小为

34、

35、当时，判定dab变换器工作在模态4，并计算得到dab变换器在模态4下相应的占空比以及移相角大小为

36、

37、当时，首先假设dab变换器工作在模态3.5，并计算得到dab变换器在模态3.5下相应的占空比以及移相角大小为

38、

39、此时若则说明dab变换器工作在模态3.5；若则判定dab变换器工作在模态4，并重新根据模态4下的表达式求得占空比以及移相角大小；

40、在mp等于1的情况下，直接计算得到dab变换器相应的占空比以及移相角大小为

41、

42、上述各模态中求得的当功率正向流动时大于0；当功率反向流动时小于0。

43、步骤四中所述根据步骤二和步骤三计算得到的mn值以及移相角的值，划分on节点所接的dab变换器工作于下述7种模态的具体实现方法，包括如下步骤：

44、当mn小于1，dab工作于模态1、模态1.5或模态2三种工作模态：计算三种工作模态的移相角大小以及模态切换的临界移相角大小，其中

45、

46、y cos_min为on节点所接dab变换器的输入电流给定值，lr为串联电感的感值，ts为开关周期，izvs1为dab变换器一次侧全桥开关管实现软开关的最小电流幅值，izvs2为dab变换器二次侧全桥开关管实现软开关的最小电流幅值；为dab变换器工作于模态1下对应的移相角大小；为dab变换器工作于模态1.5下对应的移相角大小；为dab变换器工作于模态2下对应的移相角大小；为当mn小于1时，判定dab变换器具体工作于模态1或模态1.5的临界移相角；为当mn小于1时，判定dab变换器具体工作于模态1.5或模态2的临界移相角；在mn小于1情况下，根据移相角进一步判定dab变换器工作于上述三种工作模态中的某一具体工作模态：

47、当时，判定dab变换器工作在模态1，并计算得到dab变换器在模态1下相应的占空比以及移相角大小为

48、

49、其中，为on节点所接dab变换器移相角大小，d1n为on节点所接dab变换器一次侧全桥的占空比，d2n为on节点所接dab变换器二次侧全桥的占空比；

50、当时，判定dab变换器工作在模态2，并计算得到dab变换器在模态2下相应的占空比以及移相角大小为

51、

52、当时，首先假设dab变换器工作在模态1.5，并计算得到dab变换器在模态1.5下相应的占空比以及移相角大小为

53、

54、此时若则说明dab变换器工作在模态1.5；若则判定dab变换器工作在模态2，并重新根据模态2下的表达式求得占空比以及移相角大小；

55、当mn大于1，判定dab工作于模态3或模态3c或模态3.5或模态4四种工作模态：计算四种工作模态的移相角大小以及模态切换的临界移相角和临界输入电压大小，其中

56、

57、为dab变换器工作于模态3条件下对应的移相角大小；为dab变换器工作于模态3c条件下对应的移相角大小；为dab变换器工作于模态3.5条件下对应的移相角大小；为dab变换器工作于模态4条件下对应的移相角大小；为当mp大于1时，判定dab变换器具体工作于模态3或模态3.5的临界移相角，为当mp大于1时，判定dab变换器具体工作于模态3.5或模态4的临界移相角；vin_th为判定dab变换器是否工作在模态3c的临界移相角；

58、在mn大于1情况下，根据移相角和输入电压大小进一步判定dab变换器工作于上述四种工作模态中的某一具体工作模态：

59、当时，判定dab变换器工作在模态3或者模态3c，根据输入电压的大小进一步判定工作于上述两种工作模态中的某一具体工作模态：

60、当vin_n≤vin_th时，判定dab变换器工作在模态3c，并计算得到dab变换器在模态3c下相应的占空比以及移相角大小为

61、

62、当vin_n>vin_th时，判定dab变换器工作在模态3，并计算得到dab变换器在模态3下相应的占空比以及移相角大小为

63、

64、当时，判定dab变换器工作在模态4，并计算得到dab变换器在模态4下相应的占空比以及移相角大小为

65、

66、当时，首先假设dab变换器工作在模态3.5，并计算得到dab变换器在模态3.5下相应的占空比以及移相角大小为

67、

68、此时若则说明dab变换器工作在模态3.5；若则判定dab变换器工作在模态4，并重新根据模态4下的表达式求得占空比以及移相角大小；

69、在mn等于1的情况下，直接计算得到dab变换器相应的占空比以及移相角大小为

70、

71、上述各模态中求得的当功率正向流动时大于0；当功率反向流动时小于0。

72、步骤五：根据步骤四所得到po节点和on节点所接dab变换器对应的移相角和占空比，分别产生两个dab变换器对应的两个全桥开关管对应的驱动信号，驱动信号用于驱动16只开关管工作；dab变换器根据需要对工作模态进行切换，从而实现对所述基于dab的swiss型变换器的功率因数校正和输出电压控制，对导通损耗和零电压软开关的模态控制进行优化，并保证上述两个dab变换器中16只开关管的软开关实现和变压器峰值电流的优化。

73、所述基于dab的swiss型变换器输入电流采样功率因数校正的控制方法包括如下步骤：

74、步骤一：通过电压参考vref和输出电压反馈vo相减得到的电压误差，经过输出电压控制器输出为输入电流幅值参考量yv，yv定义为输入电流幅值标幺值参考，yv∈[-1，1]；对三相电压进行锁相得到合成电压矢量的相角θm，送入采样得到的三相电网电流的abc-dq变换，经过计算单元得到输入电流幅值的标幺值im*，im*∈[-1，1]；其中im*的正负由功率流向决定，正向功率流动时im*>0且igd>0，反向功率流动时im*<0且igd<0。其中，igd为三相电网电流经过abc-dq变换后d轴对应的电流分量。根据igd的正负来判断im*的正负；再通过输入电流幅值参考量yv和输入电流幅值标幺值im*相减得到的电流误差，经过输入电流控制器输出为输入电流幅值控制量y，y∈[-1，1]；

75、步骤二：采样输入侧a相相电压vga，经过二阶广义积分器并锁相环后得到电网相电压幅值vm和a相的相角θ，θ∈[0，2π]；将相角θ分别加减2π/3得到c相和b相的相角，进而得到三相相角的余弦值；将输入电流幅值控制量y与最大的相角余弦值通过乘法器相乘得到ycos_max作为po节点所接的dab变换器的输入电流给定值，同样的，将输入电流幅值控制量y与最小的相角余弦值通过乘法器相乘得到y cos_min作为on节点所接的dab变换器的输入电流给定值，并通过两个输入电流给定值分别计算得到两个dab变换器对应的移相角值；

76、基于dab的swiss型变换器输入电流采样功率因数校正的控制方法与无电流采样功率因数校正的控制方法的步骤三、四、五是相同的。

77、上述两种控制方法的步骤三中swiss变换器中双向开关的驱动信号根据三相电网电压合成矢量所处的扇区决定；步骤三所述的产生swiss变换器中双向开关的驱动信号针对于三组双向开关，其中包括六个开关管，分为三组，即为sva，svb，svc，六个开关管的驱动信号都是工频方波信号；每组开关管由两个开关管的发射极反串联组成，并且每组内两个开关管的驱动信号是一致的；对于图1所示基于dab的swiss型变换器中swiss变换器的拓扑结构，网侧abc三相电压分别对应三个桥臂，q1、q3、q5组成上桥臂，q2、q4、q6组成下桥臂；a相桥臂由q1的发射极和q2的集电极连接而成；b相桥臂由q3的发射极和q4的集电极连接而成；c相桥臂由q5的发射极和q6的集电极连接而成；开关管q1、q3、q5的集电极连接在一起作为po节点所接dab变换器输入端的正极，定义为节点p；开关管q2、q4、q6的发射极连接在一起作为on节点所接dab变换器输入端的负极，定义为节点n；三组双向开关并联在一起分别作为po节点所接dab变换器输入端的负极和on节点所接dab变换器输入端的正极，定义为节点o；驱动信号仍根据三相电网电压合成矢量所处的扇区决定；步骤三所述的产生swiss变换器中双向开关的驱动信号针对于上述三组双向开关和桥臂上的六个开关管；在每个扇区中，相电压值处于最大值的某相对应的上桥臂开关管导通；相电压值处于最小值的某相对应的下桥臂开关管导通；相电压值处于中间位置的某相对应的双向开关导通；桥臂上开关管的开关频率为工频，双向开关的开关频率为二倍工频。

78、对于图2所示基于dab的swiss型整流器中swiss整流器的拓扑结构，网侧abc三相电压分别对应三个桥臂，d1、d3、d5组成上桥臂，d2、d4、d6组成下桥臂；a相桥臂由d1的阳极和d2的阴极连接而成；b相桥臂由d3的阳极和d4的阴极连接而成；c相桥臂由d5的阳极和d6的阴极连接而成；二极管d1、d3、d5的阴极连接在一起作为po节点所接dab变换器输入端的正极，定义为节点p；二极管d2、d4、d6的阳极连接在一起作为on节点所接dab变换器输入端的负极，定义为节点n；三组双向开关并联在一起分别作为po节点所接dab变换器输入端的负极和on节点所接dab变换器输入端的正极，定义为节点o；在每个扇区中相电压值处于中间位置的某相对应的双向开关导通，每组双向开关的开关频率为二倍工频。

79、作为优选，骤五中根据步骤四所得到po节点和on节点所接dab变换器对应的移相角和占空比，分别产生两个dab变换器对应的两个全桥开关管对应的驱动信号，驱动信号用于驱动16只开关管工作；所述的产生开关管的驱动信号针对两个dab换器，其中包括16个开关管，分别即为qp1，qp2，qp3，qp4，qp5，qp6，qp7，qp8和qn1，qn2，qn3，qn4，qn5，qn6，qn7，qn8；所述的16个开关管的开关管的驱动信号都是50％的方波信号，qp1与qp2互补、qp3和qp4互补、qp5与qp6互补、qp7与qp8互补；qn1与qn2互补、qn3和qn4互补、qn5与qn6互补、qn7与qn8互补；qp3超前qp1的时间由d1p控制，qp7超前qp5的时间由d2p控制；qn3超前qn1的时间由d1n控制，qn7超前qn5的时间由d2n控制；po节点所接dab变换器的两个全桥一二次侧电压方波的中性线之间的相位差为节点所接dab变换器的两个全桥一二次侧电压方波的中性线之间的相位差为并定义

80、对于po节点所接dab变换器的拓扑结构，dab变换器一次侧全桥包含4只开关管qp1-qp4；开关管qp1和开关管qp2组成一个桥臂，qp1的源极连接qp2的漏极；开关管qp3和开关管qp4组成一个桥臂，qp3的源极连接qp4的漏极；开关管qp1的漏极和开关管qp3的漏极连接在一起，并连接q1、q3、q5的集电极，在swiss整流器拓扑下为连接d1、d3、d5的阴极；开关管qp2和开关管qp4的源极连接在一起，并连接节点o；开关管qp1的源极连接串联电感的一端，电感的另一端连接一次侧变压器绕组的同名端；变压器一次侧绕组的异名端连接qp3的源极；开关管qp1和qp2的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管qp3和qp4的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管qp1和开关管qp4的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比d1p；

81、po节点所接dab变换器的二次侧全桥包含4只开关管qp5-qp8；开关管qp5和开关管qp6组成一个桥臂，qp5的源极连接qp6的漏极；开关管qp7和开关管qp8组成一个桥臂，qp7的源极连接qp8的漏极；开关管qp5和qp7的漏极连接在一起，连接输出电容的正极，作为输出电压正极；开关管qp6和开关管qp8的源极连接在一起，连接输出电容的负极，作为输出电压负极；变压器二次侧的同名端连接开关管qp5的源极，变压器二次侧绕组的异名端连接开关管qp7的源极；开关管qp5和qp6的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管qp7和qp8的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关qp5和开关管qp8的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比d2p；

82、对于on节点所接dab变换器的拓扑结构，dab变换器一次侧全桥包含4只开关管qn1-qn4；开关管qn1和开关管qn2组成一个桥臂，qn1的源极连接qn2的漏极；开关管qn3和开关管qn4组成一个桥臂，qn3的源极连接qn4的漏极；开关管qn1的漏极和开关管qn3的漏极连接在一起，并连接节点o；开关管qn2和开关管qn4的源极连接在一起，并连接q2、q4、q6的发射极，在swiss整流器拓扑下为连接d2、d4、d6的阳极；开关管qn1的源极连接串联电感的一端，电感的另一端连接一次侧变压器绕组的同名端；变压器一次侧绕组的异名端连接qn3的源极；开关管qn1和qn2的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管qn3和qn4的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管qn1和开关管qn4的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比d1n；

83、on节点所接dab变换器的二次侧全桥包含4只开关管qn5-qn8；开关管qn5和开关管qn6组成一个桥臂，qn5的源极连接qn6的漏极；开关管qn7和开关管qn8组成一个桥臂，qn7的源极连接qn8的漏极；开关管qn5和qn7的漏极连接在一起，连接输出电容的正极，作为输出电压正极；开关管qn6和开关管qn8的源极连接在一起，连接输出电容的负极，作为输出电压负极；变压器二次侧的同名端连接开关管qn5的源极，变压器二次侧绕组的异名端连接开关管qn7的源极；开关管qn5和qn6的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关管qn7和qn8的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间；开关qn5和开关管qn8的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比d2n；

84、即实现根据步骤四所得到po节点和on节点所接dab变换器对应的移相角和占空比，分别产生两个dab变换器对应的两个全桥开关管对应的驱动信号，驱动信号用于驱动16只开关管qp1，qp2，qp3，qp4，qp5，qp6，qp7，qp8和qn1，qn2，qn3，qn4，qn5，qn6，qn7，qn8工作，实现对所述基于dab的swiss型变换器的功率因数校正和输出电压控制，对导通损耗和零电压软开关的模态控制进行优化，并保证上述两个dab变换器16只开关管的软开关实现和变压器峰值电流的优化。

85、有益效果：

86、1、本发明公开的两种基于dab的swiss型变换器功率因数校正的控制方法，首先针对等效增益mp或者mn小于1的情况，分析并提取出移相角小的情况下能够实现dab变换器软开关的工作模态，且导通损耗最小；再提取移相角大时dab变换器中变压器峰值电流最小值对应的工作模态；再根据移相角和占空比的关系求得两个临界移相角，进而划分出中间模态。再针对等效增益mp或者mn大于1的情况，分析并提取出移相角小的情况下能够实现dab变换器软开关的工作模态；再提取移相角大时dab变换器中变压器峰值电流最小值对应的工作模态；再根据移相角和占空比的关系求得两个临界移相角，进而划分出中间模态；考虑到输入电压过零点问题划分出过零点模态。在上述条件下，每个dab变换器中8只开关管：能够实现在交流电压在0伏附近时，部分开关管实现零电压软开关，部分开关管实现零电流软开关；其他情况下所有开关管能够实现零电压软开关。同时，能够实现变压器的峰值电流最小，优化dab变换器的导通损耗，实现所述基于dab的swiss型变换器的高效率。

87、2、本发明公开的两种基于dab的swiss型变换器功率因数校正的控制方法，根据上述有益效果1中所述七种能够实现每个dab变换器中8只开关管软开关且最小导通损耗的工作模态，提出了两种基于dab的swiss型变换器的控制策略。

88、第一种控制策略：电压给定与变换器输出电压比较，经过电压控制器得到输入电流的幅值控制量，与最大相角余弦值相乘作为po节点所接dab变换器输入电流的参考值，与最小相角余弦值相乘作为on节点所接dab变换器输入电流的参考值。

89、第二种控制策略：电压给定与变换器输出电压比较，经过电压控制器得到输入电流的幅值参考量，将得到的输入电流的幅值参考量与采样得到的输入电流幅值比较，经过电流控制器得到输入电流的幅值控制量，与最大相角余弦值相乘作为po节点所接dab变换器输入电流的参考值，与最小相角余弦值相乘作为on节点所接dab变换器输入电流的参考值。

90、通过电流参考值与dab变换器移相角、一次侧和二次侧两个全桥对应的占空比的关系，计算出每个dab变换器各个模态对应的移相角和占空比。通过占空比和移相角分别产生两个dab变换器对应的两个全桥开关管对应的驱动信号。通过控制策略，能够实现所述基于dab的swiss型变换器的功率因数校正和对输出电压的控制，保持输入电流的正弦化。同时，七个工作模态能够根据需要进行切换，实现对输出电压的控制。

91、3、本发明公开的两种基于dab的swiss型变换器功率因数校正的控制方法，所述占空比和移相角控制量，通过步骤一中的控制器输出结合步骤二中的相角以及步骤四中的关系式完成，控制统一，简单。

92、4、本发明公开的两种基于dab的swiss型变换器功率因数校正的控制方法，根据步骤四所得到po节点和on节点所接dab变换器对应的移相角和占空比，分别产生两个dab变换器对应的两个全桥开关管对应的驱动信号，驱动信号用于驱动16只开关管工作，进而实现对所述基于dab的swiss型变换器的功率因数校正和输出电压控制，对导通损耗和零电压软开关的模态控制进行优化，并保证上述两个dab变换器中16只开关管的软开关和变压器峰值电流的优化。