一种周波变换型高频链逆变器准谐振调制方法

本发明涉及高频链逆变器，特别涉及一种周波变换型高频链逆变器的准谐振调制方法，属于电力电子。

背景技术：

1、近年来，随着电力电子变换器在体积与功率密度方面的要求日益上升，高频链逆变器在分布式发电、新能源汽车和不间断电源等领域得到了广泛应用。现阶段，高频链逆变器主要分为dc-dc型、整流型和周波变换型三类。其中，dc-dc型逆变器具有三个功率转换阶段，其庞大的直流电容降低了变换器可靠性与工作效率。整流型逆变器去除了dc-dc型逆变器笨重的直流母线电容，但其脉动的直流链路增加了逆变器调制复杂度。与上述两种逆变器相比，周波变换型逆变器只有两个功率转换阶段，无需直流母线电容且不存在脉动直流链路，是近年来高频链逆变器的研究热点。但周波变换型逆变器也存在电感电流换相困难、二次侧半导体电压应力高等一系列问题。

2、为减小周波变换型高频链逆变器一次侧半导体器件开关损耗，有关学者提出了各种调制方法实现一次侧半导体器件软开关。现阶段，周波变换型高频链逆变器的调制方法主要分为两大类，一种为一次侧调制，另一种为二次侧调制。相较于一次侧调制，二次侧调制具有更宽的一次侧半导体器件零电压导通范围。也有学者利用励磁电感实现了一次侧半导体器件全负载范围零电压导通。但该方法减小了励磁电感，增加了励磁电流与励磁损耗，不利于提升变换器工作效率。

技术实现思路

1、针对周波变换型高频链逆变器一次侧半导体器件难以实现全负载范围零电压导通的问题，本发明提供一种准谐振调制方法。该调制方法不需要额外的辅助电路，也不需要利用励磁电感即可实现一次侧半导体器件零电压导通。在便于设计器件参数的同时，避免了励磁电感过小带来的额外励磁损耗。除此之外，所提调制方法还可以实现二次侧半导体器件软开关及部分二次侧半导体器件低频开关。

2、为了实现以上功能，本发明所采用的技术方案为：一种周波变换型高频链逆变器准谐振调制方法，所述调制方法基于周波变换型高频链逆变器，周波变换型高频链逆变器包括一次侧全桥电路、隔离变压器、二次侧周波变换电路和滤波电路，其中，一次侧全桥电路包括功率开关管s1、s2、s3和s4；二次侧周波变换电路包括功率开关管s5、s6、s7、s8、s9、s10、s11和s12；滤波电路包括滤波电感lf和滤波电容cf；

3、s1漏极与电源正极相连，s1源极与s2漏极相连；s2源极与电源负极相连；s3漏极与s1漏极相连，s3源极与s4漏极相连；s4源极与s2源极相连；

4、变压器一次侧同名端与s1源极相连，一次侧非同名端与s3源极相连；变压器二次侧同名端与s6漏极相连，二次侧非同名端与s8漏极相连；

5、s5漏极与s7漏极相连，s5源极与s6源极相连；s6漏极与变压器二次侧同名端相连，s7源极与s8源极相连；s8漏极与变压器二次侧非同名端相连；s9漏极与s6漏极相连，s9源极与s10源极相连；s10漏极与s12漏极相连；s11漏极与s8漏极相连，s11源极与s12源极相连；

6、滤波电感lf一端与s7漏极相连，另一端与滤波电容cf和负载r相连；滤波电容cf一端与滤波电感lf和负载r相连，另一端与s12漏极和负载r相连；

7、所述准谐振调制方法具体步骤为：

8、步骤1：采用单极性pwm控制周波变换型高频链逆变器输出，pwm控制信号的调制波为正弦波，频率50hz；载波为下降型三角波，频率两倍于周波变换型高频链逆变器期望开关频率fs；pwm控制信号电平由正弦调制波与三角载波决定，三角载波幅值低于正弦调制波幅值时pwm控制信号为高电平，三角载波幅值高于正弦调制波幅值时pwm控制信号为低电平；将调制波为正的正弦半周期称为工频正半周期，将调制波为负的正弦半周期称为工频负半周期；

9、步骤2、使s1、s2工作在频率为开关频率fs，占空比为0.5-tdead/ts的互补状态；其中，fs为开关频率，tdead为死区时间，ts为开关周期；

10、使s3开关状态与s2开关状态保持一致；

11、使s4开关状态与s1开关状态保持一致；

12、在工频正半周期，使s5导通时刻晚于s1导通时刻，关断时刻与s1关断时刻相同；在工频负半周期，使s5保持在导通状态；

13、在工频正半周期，使s6保持在导通状态；在工频负半周期，使s6导通时刻晚于s2导通时刻，关断时刻与s2关断时刻相同；

14、在工频正半周期，使s7导通时刻略于s2导通时刻，关断时刻与s2关断时刻相同；在工频负半周期，使s7保持在导通状态；

15、在工频正半周期，使s8保持在导通状态；在工频负半周期，使s8导通时刻晚于s1导通时刻，关断时刻与s1关断时刻相同；

16、在工频正半周期，使s9导通时刻与s1关断时刻相同，关断时刻与开关周期内第一个pwm信号的上升沿时刻相同；在工频负半周期，使s9导通时刻与开关周期内第一个pwm信号的上升沿时刻相同，关断时刻与s2关断时刻相同；

17、在工频正半周期，使s10导通时刻与开关周期内第二个pwm信号的上升沿时刻相同，关断时刻与s1关断时刻相同；在工频负半周期，使s10导通时刻与s2关断时刻相同，关断时刻与开关周期内第二个pwm信号的上升沿时刻相同；

18、在工频正半周期，使s11导通时刻与s2关断时刻相同，关断时刻与开关周期内第二个pwm信号的上升沿时刻相同；在工频负半周期，使s11导通时刻与开关周期内第二个pwm信号的上升沿时刻相同，关断时刻与s1关断时刻相同；

19、在工频正半周期，使s12导通时刻与开关周期内第一个pwm信号的上升沿时刻相同，关断时刻与s2关断时刻相同；在工频负半周期，使s12导通时刻与s1关断时刻相同，关断时刻与开关周期内第一个pwm信号的上升沿时刻相同；

20、步骤3：死区时间tdead满足

21、

22、其中，llkg为变压器二次侧漏感，ceq为一次侧半导体寄生电容折算至二次侧时的等效寄生电容。

23、本发明一种周波变换型高频链逆变器准谐振调制方法，s1关断后的死区阶段，半导体器件s9、s10、s11、s12同时导通，漏感电流不流经滤波电感lf；s2关断后的死区阶段，半导体器件s5、s6、s7、s8同时导通，漏感电流is不流经滤波电感lf。

24、本发明一种周波变换型高频链逆变器准谐振调制方法，s1、s2、s3、s4实现全负载范围零电压导通；s5、s7在工频正半周期实现零电压开关，s6、s8在工频负半周期实现零电压开关；s9、s11在工频正半周期实现零电压关断，s10、s12在工频负半周期实现零电压关断；s10、s12在工频正半周期实现零电流关断，s9、s11在工频负半周期实现零电流关断。

25、与现有技术相比，通过改变s1、s2死区阶段的二次侧漏感续流回路，使二次侧谐振频率增加、变压器漏感电流上升；然后利用漏感电流完成一次侧半导体器件寄生电容充放电，使一次侧半导体器件实现全负载范围零电压导通。另一方面，所提准谐振调制方法可以维持二次侧半导体器件s5、s6、s7、s8的低频开关状态与零电压开关状态；同时使二次侧半导体器件s9、s11(s10、s12)在工频正(负)半周期实现零电压关断，s10、s12(s9、s11)在工频正(负)半周期实现零电流关断。

26、其显著优点为：

27、(1)无需额外器件、不需要利用励磁电感能量即可实现一次侧半导体器件全负载范围零电压导通，避免了拓扑复杂度与励磁损耗的增加。

28、(2)一次侧半导体器件并联电容时仍可以实现全负载范围零电压导通。

29、(3)二次侧半导体器件s5、s6、s7、s8具有零电压开关特性；s9、s11(s10、s12)在工频正(负)半周期具有零电压关断特性；s10、s12(s9、s11)在工频正(负)半周期具有零电流关断特性。