一种电池用变频定移相角的系统控制方法与流程

本发明属于电学，具体涉及一种电池用变频定移相角的系统控制方法。

背景技术：

1、铝空气金属燃料电池，‌也称为铝/空气电池，‌是一种利用铝作为阳极材料的电池。‌这种电池的工作原理是基于铝与氧气在电解质中的电化学反应，‌而不是通过充电来储存能量。‌铝空气电池具有高理论比能量的特点，‌其理论比能量可达8100wh/kg，‌尽管实际比能量和续航能力受到技术限制，‌但仍然显著优于传统电池技术。在电力电子的移相全桥电路中，移相角指的是对角两个开关管的导通相位差，通过调节这个相位差可以改变输出电压，这种调节方式在电力系统中被广泛应用，以提高效率和稳定性。为了实现系统的阶段式恒流恒压输出特性，需要通过对负载变化下的系统工作频率调节范围和移相角大小进行分析，并通过独立的闭环控制实现系统更加精确稳定的充电。

技术实现思路

1、针对上述背景技术中记载的现有技术中的技术问题，本发明提出一种电池用变频定移相角的系统控制方法。

2、一种电池用变频定移相角的系统控制方法，包括如下步骤：

3、步骤1：用基波分析法对系统进行等效分析；vin为输入电压，uab1为输出电压的基波有效值，开关管q1,q2之间移相角为dπ，q1，q2，q3，q4为mosfet，cp原边补偿电容；lp原边补偿电感；cs副边补偿电容；ls副边补偿电感；d5,d6,d7,d8为整流二极管；建立初步等效电路。

4、                     (1-1)

5、谐振腔电流ilp滞后于电压uab为ψ角，则其正弦分量表达式为：

6、                    (1-2)

7、其中，ilp为谐振腔电流有效值，ω为谐振角频率，ucd(t)的基波有效值ucd1的关系式如下：

8、                       (1-3)

9、ils(t)的表达式为：iout为副边电流ils(t)的平均值

10、                   (1-4)

11、电流的有效值为：

12、                        (1-5)

13、等效电阻req为：

14、                 (1-6)

15、步骤2：对变频移相控制下的逆变器输出波形进行理论分析，分析逆变器输出电压电流之间的输入阻抗角、移相角和零电压开关角之间的关系式，得出逆变电路输出电压电流的工作波形；uab为逆变器输出电压波形；φps为全桥逆变器前后桥臂间的移相角，其中φps=dπ；uab1为逆变器输出电压的基波波形；ilp为流过初级侧电感的电流波形；uab1和ilp之间的夹角表示谐振网络的输入阻抗角φiia；ilp的过零点与uab上升沿的夹角φzvsa定义为零电压开关角(zvsa)；

16、φiia和φzvsa以及φps的关系式如下：

17、                     (1-7)

18、根据公式可知，当0<d<1时，有φiia>φzvsa成立；若要实现零电压开关，则逆变器的零电压开关角φzvsa需要大于零，而φzvsa>0的前提条件是φiia>0；需要控制逆变器的工作频率大于lc谐振腔的谐振频率使逆变器工作在弱感性区。

19、步骤3：对逆变器的频率和移相角进行调节，采用变频移相的控制策略；对输入阻抗角特性、跨导增益特性和电压增益特性进行分析；系统交流等效电路的原边侧和副边侧的谐振角频率分别为ωp和ωs，ωp=ωs=ω0，表达式如下：

20、                   (1-8)

21、归一化角频率；

22、系统交流等效电路的输入阻抗表达式如下：

23、                  (1-9)

24、zp表示初级侧谐振网络的阻抗，zs表示次级侧谐振网络的阻抗。

25、                  (1-10)

26、在高频交流电路中，等效电阻rp和rs对系统阻抗的影响非常小，可以忽略不计，根据公式(1-6)和(1-9)得到系统输入阻抗相位角φiia的计算公式：

27、  (1-11)

28、系统输入阻抗角φiia是耦合系数k和负载电阻rl以及工作频率f的函数，其函数关系可由下式得到。

29、           (1-12)

30、利用matlab绘制输入阻抗相位角φiia与频率f之间的函数曲线图。

31、为了实现开关管的zvs，系统需要工作在ωn>1的区域。由函数曲线图可知，当频率f0<f<1.1f0时，系统输入阻抗角在电阻非常小的情况下是小于零的，开关管可实现zcs，随着电阻的增大，输入阻抗角逐渐大于零，可实现zvs，而当频率f>1.1f0时，负载电阻的变化皆可实现系统的zvs。

32、步骤4：对交流等效电路的跨导增益giv_sys进行推导：

33、 (1-13)

34、a点时，充电电流与负载阻值无关，但此时不可实现zvs。因此采用了脉冲频率调制（pfm）策略，实现恒流输出和zvs。当ωn=1，d=1时，系统最大跨导增益giv_sys-max的表达式如下：

35、                  (1-14)

36、根据电压增益特性，推导并整理得gvv_sys的表达式如下：

37、 (1-15)

38、根据系统参数，设d=1，绘制gvv_sys随ωn的函数曲线。在a点时，系统输出电压会随负载电阻的增大而逐渐增大，导致系统输出电压不稳定。所以在cv充电时，为了使系统输出稳定，电压比kcv应该有一定的变化范围。当系统的归一化角频率ωn=ωcvl或者ωn=ωcvh时，得到最大值gvv_sys-max，其表达式如下式所示：

39、                      (1-16)

40、步骤6：分析逆变电路输出电压的总谐波畸变率(thd)与移相角的关系以及移相角与工作频率的变化关系，确定变频定移相角的闭环控制策略。

41、移相角φps与输出电压uab的thd的关系式为：

42、               (1-17)

43、式中φps=dπ，绘制thd的变化曲线。

44、由于移相角不可过小，故采用thd≤0.5，则占空比d≥0.48。因为移相角的大小跟占空比相关，为精确占空比范围，故而分析系统恒流和恒压模式下，占空比d与频率f的变化。恒流充电阶段，根据kcc=giv_sys知，cc模态下占空比d与归一化角频率ωn的关系表达式如下：

45、   (1-18)

46、恒压充电阶段，根据kcv=gvv_sys知，对cv模态下占空比d与归一化角频率ωn的关系表达式如下：

47、 (1-19)

48、由输入阻抗角特性可知，为了实现系统在整个充电过程的zvs，逆变器工作在ωn>1的区域。带入系统参数，得到ωn>1时，占空比d随归一化角频率ωn的变化曲线图。在cc充电模式下，若占空比d>0.6，不同负载下有唯一的频率点可以实现恒流输出；在cv充电模式下，当占空比d>0.8时，占空比d的变化与负载rl是没有关系的且对应的工作频率点也是唯一的，与恒压增益特性分析相吻合。

49、步骤7：通过对系统移相角的分析，选择设置φps=0.8·π来固定移相角的调节大小；实现了系统的阶段式恒流恒压输出以及zvs环境，在移相角φps固定时，系统依靠pfm控制方法对其做进一步的调节并且系统的频率变化范围可以被限制在1.1f0< f <1.15f0之间。

50、有益效果：

51、本发明公开了一种电池用变频定移相角的系统控制方法，为了实现系统的阶段式恒流恒压输出特性，对负载变化下的系统工作频率调节范围和移相角大小进行分析，提出了变频定移相角的控制策略，且独立的闭环控制实现了系统更加精确稳定的充电。该控制策略不仅可以实现阶段式充电而且在整个充电过程中均可以实现原边mos管的零电压开关。