一种软开关电路及其全数字化PWM控制方法

本发明属于大功率电力电子变换控制领域，更具体地，涉及一种软开关电路及其全数字化pwm控制方法。

背景技术：

1、近年来，在大功率电力电子变换控制的研究中，传统的脉冲宽带调制(pulsewidth modulation，简称pwm)控制电路由于缺乏辅助开关，通常工作在硬开关状态，这种状态在开通与关断的过程中存在明显的开关损耗，使得系统的能效降低，尤其是在高频操作下，这一问题尤为突出，损耗甚至可能达到系统总能量的20％以上。同时，高频开关动作易引发电磁干扰(electromagnetic interference，简称emi)，对周围设备的电磁兼容性(lectromagnetic compatibility，简称emc)造成负面影响。软开关电路能够克服上述局限性，其通过零电压切换(zero voltage switching，简称zvs)或是零电流切换(zerocurrent switching，简称zcs)来最小化开关过程中的损耗，从而提高电力转换的效率。

2、采用的软开关电路的pwm控制包括准谐振电路、零开关pwm控制、零转换pwm控制、以及通过数字化实现软开关电路的pwm控制等。准谐振电路在开关过程中引入了谐振，使开关损耗和开关噪声大为降低；零开关pwm控制通过引入辅助开关来控制谐振开始时刻使谐振仅发生在开关状态改变的前后；零转换pwm控制特点是变换器工作在pwm方式下，辅助谐振电路只是在主功率管开关时工作一段时间以实现功率管的软开关，在其他时间停止工作；通过数字化实现软开关电路的pwm控制通常是根据pwm参数，利用数字信号处理器(digital signal processor，简称dsp)和可编程门阵列(field programmable gatearray，简称fpga)等处理器生成pwm波形实现对软开关电路的控制。

3、然而，上述几种现有的软开关电路的pwm控制方法均存在一些不可忽略的技术缺陷：

4、(1)准谐振电路、零开关pwm控制、以及零转换pwm控制中，均引入了辅助开关，但其对于主开关与辅助开关之间相互配合能力不足。其pwm控制精度和响应速度较低；

5、(2)零开关pwm控制和零转换pwm控制均配置有电感-电容(inductor-capacitor,简称lc)，然而，受到环境和时间的影响，lc参数易发生变化，可能产生电感和电容值的漂移，进而影响电路的谐振频率和整体性能，此外，这些电路的长谐振周期限制了对占空比发生变化时的适应性。

6、(3)通过数字化实现软开关电路的pwm控制过程中，信号处理通常需要经过多个阶段，如采样，调节，计算和输出，每个阶段都会引入延迟，易导致生成的pwm控制信号时序出现偏差，从而导致软开关电路的开关损耗增加，整体的效率降低。

7、(4)通过数字化实现软开关电路的pwm控制，常采用数字信号处理器(dsp)或可编程门阵列(fpga)等处理器进行软开关电路的pwm控制；然而，通过dsp的时钟频率不够高，限制了其对pwm波形控制的精确度。在复杂的pwm控制应用中，dsp的顺序处理能力导致其处理效率易受到影响。而fpga在实现方法优化方面的适用性时有一些不足，其编程复杂性较高，且在处理复杂的条件分支操作时不如dsp高效。

技术实现思路

1、针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种软开关电路及其全数字化pwm控制方法，其目的在于，解决现有软开关电路的准谐振电路、零开关pwm控制、以及零转换pwm控制方法存在的pwm控制精度和响应速度较低的技术问题，以及现有零开关pwm控制和零转换pwm控制方法存在的lc参数变化时所出现的电感和电容值漂移问题，以及长谐振周期对占空比变化受限制的技术问题，以及现有通过数字化实现软开关电路的pwm控制方法由于时序不一致导致出现误差，进而导致软开关电路的开关损耗增加、整体的效率降低的技术问题，以及现有通过数字化实现软开关电路的pwm控制方法存在的dsp对pwm波形控制的精度不高、以及fpga在实现方法优化方面的适用性不足的技术问题。

2、为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种软开关电路，包括主电路、采样模块、调节模块、时钟模块、同步信号发生模块、以及pwm输出模块，采样模块分别与主电路的输出端和调节模块的输入端连接，同步信号发生模块分别与调节模块的输出端和pwm输出模块的输入端连接。

3、调节模块和采样模块都集成在数字信号处理器dsp中；

4、调节模块包括数字pi调节器，数字pi调节器与同步信号发生模块连接；

5、采样模块包括通用输入输出gpio引脚、模数转换adc模块、以及软启动电压调节器；

6、gpio引脚与adc模块连接，adc模块中的数据寄存器与软启动电压调节器连接，软启动电压调节器与数字pi调节器连接。

7、时钟模块、同步信号发生模块和pwm输出模块都集成在现场可编程门阵列fpga中；

8、时钟模块分别与同步信号发生模块和pwm输出模块连接，同步信号发生模块与pwm输出模块中的同步信号寄存器连接。

9、优选地，主电路包括输入电压源、滤波电感、谐振电感、谐振电容、主开关管、以及辅助开关管；

10、输入电压的正极分别与主开关管的正极和谐振电容的负极连接；

11、主开关管的负极分别与谐振电感的正极和滤波电感的正极连接；

12、辅助开关管的正极连接谐振电容，负极连接输入电压的负极；

13、谐振电感和谐振电容与采样模块连接。

14、按照本发明的另一方面，提供了一种软开关电路的全数字化pwm控制方法，包括以下步骤：

15、(1)获取软开关电路的电路参数，对获取的电路参数进行优化处理，以得到该软开关电路中主电路的特性参数和主电路中主开关管的谐振周期。

16、(2)利用数字信号处理方法对步骤(1)得到的软开关电路中主电路的特性参数进行模拟数字转换adc处理，以得到转换后的采样电流值和采样电压值。

17、(3)使用数字pi调节器对步骤(2)得到的转换后的采样电压值进行误差调节运算处理，以得到电压控制量。

18、(4)根据步骤(2)获取的采样电流值和采样电压值、以及步骤(3)获得的电压控制量获取软开关电路中主电路的辅助开关管和主开关管在lc参数发生变化后的实时谐振周期。

19、(5)分别根据步骤(4)获得的辅助开关管和主开关管在lc参数发生变化后的实时谐振周期生成辅助开关管的同步信号和主开关管的同步信号。

20、(6)对步骤(5)获取的主开关管的同步信号的pwm占空比进行动态调整处理，以获取主开关管的pwm信号。

21、(7)根据步骤(5)得到的辅助开关管的同步信号和步骤(6)得到的主开关管的pwm信号，生成辅助开关管的pwm信号。

22、优选地，步骤(1)具体为，

23、首先，获取软开关电路中主电路的电路参数，包括：输入电压vin和滤波电感lf的电流值if。

24、然后，根据获取的输入电压vin和滤波电感lf的电流值if获取满足以下不等式(1)的辅助支路上的谐振电感la和谐振电容ca。

25、

26、所得到的输入电压vin、辅助支路上谐振电感la的电压vla和电流ila、谐振电容ca的电压vca和电流ica，谐振电感la，以及谐振电容ca共同构成软开关电路主电路的特性参数。

27、随后，根据所获得的谐振电感la和谐振电容ca，并通过以下公式(2)获取主电路中辅助开关管的谐振周期ta：

28、

29、最后，根据获取的主电路中辅助开关管的谐振周期、并通过以下公式(3)获取主电路中主开关管的谐振周期ts：

30、

31、其中比例系数α＝0.1。

32、优选地，步骤(2)具体为，

33、首先，将主电路中辅助支路上谐振电感la的电压和电流的输出端、以及谐振电容ca的电压和电流的输出端接至数字信号处理器dsp中adc模块的输入端，以输出谐振电感和谐振电容的电压电流参数；

34、然后，通过初始化gpio引脚作为adc模块的输入，并设置adc模块的采样频率和分辨率(其中设置adc模块的采样频率为192khz，分辨率为12位)，对谐振电感和谐振电容的电压电流参数进行adc转换。

35、最后，获取adc模块中数据寄存器的电流数据和电压数据，通过数字信号处理方法对该电流数据进行指令电流计算，以得到谐振电容ca的采样电流值ica，并通过软启动电压调节器对该电压数据进行处理，以得到谐振电感la的采样电压值vla。

36、优选地，步骤(3)包括以下子步骤：

37、(3-1)将通过步骤(2)获取的采样电压值vla，与预设的第k次采样的参考电压值r(k)相减，以获取第k次采样的当前误差e(k)，其中k为任意自然数：

38、e(k)＝r(k)-vla(4)

39、其中预设的第k次采样的参考电压值r(k)的取值范围是0v到600v，优选为200v。

40、(3-2)使用数字pi调节器对步骤(3-1)获取的第k次采样的当前误差e(k)进行处理，以得到第k次采样的电压控制量u'(k)：

41、

42、其中kp为比例增益，第k次采样的当前误差e(k)为数字pi调节器的输入，t为采样周期；

43、(3-3)对步骤(3-2)获取的第k次采样的电压控制量u'(k)进行传递函数离散化处理，以得到第k次采样的电压控制量u(k)的差分方程：

44、

45、其中ki为积分增益；

46、(3-4)对步骤(3-3)得到的第k次采样的电压控制量u(k)的差分方程进行第k-1次采样处理，以得到第k-1次采样的电压控制量u(k-1)。

47、(3-5)判断步骤(3-4)得到的第k-1次采样的电压控制量u(k-1)是否大于输入电压最大值umax，如果是则转入步骤(3-6)，否则转入步骤(3-7)；其中输入电压最大值umax的取值范围是0v到800v，优选为700v。

48、(3-6)将步骤(3-3)得到的第k次采样的电压控制量u(k)更新为umax，然后转入步骤(3-9)；

49、(3-7)判断第k-1次采样的电压控制量u(k-1)是否小于输入电压最小值umin，如果是则转入步骤(3-8)，否则转入步骤(3-9)；其中输入电压最小值umin的取值范围是-200v到0v，优选为-200v。

50、(3-8)将步骤(3-3)得到的第k次采样的电压控制量u(k)更新为umin，然后转入步骤(3-9)。

51、(3-9)将更新后的第k次采样的电压控制量u(k)用作电压控制量vla'。

52、优选地，步骤(4)具体为，

53、首先，根据步骤(2)获取的采样电流值ica和分别获取谐振电容ca的大小变化δca和谐振电感la的大小变化δla：

54、

55、其中δt为时间的变化量，δvca为在下谐振电容ca的电压变化，δila为在δt下谐振电感la的电流变化。

56、然后，根据获得的谐振电容ca的大小变化δca和谐振电感la的大小变化δla获取主电路中辅助开关管的谐振周期变化t′a与主电路中主开关管的谐振周期变化ts'：

57、

58、最后，将主电路中辅助开关管的谐振周期变化t′a与步骤(1)中等式(3)获取的主电路中辅助开关管的谐振周期ta相减，以得到软开关电路中主电路的辅助开关管在lc参数发生变化后的实时谐振周期tsync1；并将主电路中主开关管的谐振周期变化ts'与步骤(1)中等式(2)获取的主电路中主开关管的谐振周期ts相减，以得到软开关电路中主电路的主开关管在lc参数发生变化后的实时谐振周期tsync2。

59、优选地，步骤(5)具体为，

60、首先，根据步骤(4)获得的辅助开关管的实时谐振周期tsync1获取辅助开关管的开关频率fpwm1，并根据主开关管的实时谐振周期tsync2获取主开关管的开关频率fpwm2：

61、

62、然后，根据获取的辅助开关管的开关频率fpwm1获取辅助开关管在fpga中的寄存器数值r1，并根据主开关管的开关频率fpwm2获取主开关管在fpga中的寄存器数值r2：

63、

64、其中fclk为fpga中的时钟模块所生成的时钟信号的频率，优选为50mhz。

65、最后，根据主电路中辅助开关管在fpga中的寄存器数值r1、并利用fpga中的同步信号发生模块生成辅助开关管的同步信号；同时根据主电路中主开关管在fpga中的寄存器数值r2、并利用fpga中的同步信号发生模块生成主开关管的同步信号。

66、优选地，步骤(6)具体为，

67、首先，利用步骤(5)获得的主开关管的同步信号从fpga的寄存器获取对应的时间周期t2；

68、然后，使用主开关管的同步信号对应的时间周期t2获取该同步信号的占空比dpwm：

69、

70、其中tpwm表示预设的输出周期，其取值范围是80μs到120μs，优选为100μs。

71、最后，利用获得的主开关管的同步信号的占空比dpwm对fpga进行占空比调节处理，以得到在lc参数发生变化时输出的主开关管pwm信号。

72、本过程中对fpga进行占空比调节处理具体为：

73、首先，设定主电路中主开关管的pwm信号的占空比调节步长δdstep，其取值范围是1％到4％；

74、然后，使用设定的占空比调节步长δdstep获取占空比的调节幅度δdpwm：

75、

76、最后，依据获得的占空比的调节幅度δdpwm，在lc参数发生变化使得主开关管的谐振周期增加时，增加主开关管的同步信号的占空比dpwm(即增加δdpwm)；在lc参数发生变化使得主开关管的谐振周期减少时，降低主开关管的同步信号的占空比dpwm(即降低δdpwm)，以输出主开关管的pwm信号。

77、优选地，步骤(7)具体为，

78、首先，使得步骤(5)所获得的辅助开关管的同步信号在步骤(6)所生成的主开关管的pwm信号由低电平变成高电平前发生第一次超前谐振，以得到辅助开关管第一次超前主开关管谐振的持续时间ton。

79、随后，使得步骤(5)所获得的辅助开关管的同步信号在主开关管pwm信号由高电平变成低电平前发生第二次超前谐振，以得到辅助开关管第二次超前主开关管谐振的持续时间也为ton。

80、然后，根据持续时间ton获取辅助开关管发生超前谐振的时钟周期个数n：

81、

82、其中两次超前谐振的持续时间ton的取值范围是1μs到5μs，优选为3μs；tclk为fpga中的时钟模块所生成的时钟信号的周期，其优选值为20ns；

83、最后，在步骤(6)所生成的主开关管的pwm信号开通前生成n个辅助开关管的pwm信号，并在pwm信号关断后生成n个辅助开关管的pwm信号。

84、总体而言，本发明的控制方法通过本发明构思的技术方案与现有技术相比，能够产生的有益效果是：

85、(1)本发明由于采用了步骤(2)和步骤(3)，其通过dsp采样和数字pi调节器的应用，能够在动态条件下保持软开关电路高效、稳定的工作状态。通过精确的采样和适时调整的采样时间，能够及时检测并补偿lc参数的变化，确保谐振频率的稳定性和电路的整体性能。通过适应lc参数，实现了谐振频率的精确控制，以此达到了精准调谐控制，因此能够解决现有软开关电路的准谐振电路、零开关pwm控制、以及零转换pwm控制方法存在的pwm控制精度和响应速度较低的技术问题；

86、(2)本发明由于采用了步骤(4)，其通过对采样数据和数字pi调节后的数据进行精确计算，实时监测和调整软开关电路中的谐振周期，以适应lc参数的变化，可以动态地获取辅助开关管和主开关管的谐振周期变化。因此能够解决现有零开关pwm控制和零转换pwm控制方法存在的lc参数变化时所出现的电感和电容值漂移问题，以及长谐振周期对占空比变化受限制的技术问题；

87、(3)本发明由于采用了步骤(5)，利用了生成不同频率同步信号的设计，使系统的各个控制模块的精确时许对齐。通过精确控制各个模块的启动和运行时刻，确保了电流和电压的稳定性和系统的协调性，并优化了控制精度；同时，通过简化系统的时序设计，避免了各模块之间的时序匹配复杂度，进一步增强了系统的抗干扰能力，因此能够解决现有通过数字化实现软开关电路的pwm控制方法由于时序不一致导致出现误差，进而导致软开关电路的开关损耗增加、整体的效率降低的技术问题；

88、(4)本发明由于采用了步骤(6)和步骤(7)，其在fpga中设定的pwm信号占空比调节机制，通过自动调节步长和占空比，根据采样数据动态调整pwm信号输出，提高了系统的灵活性和自动化程度，增强了系统在复杂电气环境中的适应能力；进而通过dsp负责数据采集、处理和pi调节，fpga负责总线控制、输出pwm等任务，因此能够解决现有通过数字化实现软开关电路的pwm控制方法存在的dsp对pwm波形控制的精度不高、以及fpga在实现方法优化方面的适用性不足的技术问题。