一种高效三相单管DCM Boost PFC变换器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器领域，特别是一种高效三相单管 DCM Boost PFC 变换器。
【背景技术】
[0002] 功率因数校正（Power Factor Correction, PFC)变换器可以减小输入电流谐波， 提高输入功率因数，已得到广泛应用，三相单管DCM Boost PFC变化器具有开关管零电流开 通、无二极管反向恢复、开关频率恒定、控制简单、成本低等优点，但是当在半个输入周期内 占空比恒定时，输入电流谐波含量较大。输入电流主要含有与基波电流相位相差Jr的五次 谐波，不仅功率因数较低，且使输入功率脉动变大，因而输出电压纹波高，需要更大的输出 储能电容，变换器效率较低。由于工作在断续模式，能量的传输未占满整个开关周期，三相 单管DCM Boost PFC变换器的电感电流峰值及有效值较大，开关管和二极管亦然，在加重功 率器件电流应力的同时，也带来导通损耗和开关管关断损耗的增加，影响效率的提高。
【发明内容】
[0003] 本发明的目的在于提供一种高效三相单管DCM Boost PFC变换器，使得满足电感 电流断续的临界电感值增加，减小了电感电流有效值及峰值，从而降低了主功率器件的导 通损耗和开关管的关断损耗，提尚变换器的效率。
[0004] 实现本发明目的的技术解决方案为：一种高效三相单管DCM Boost PFC变换器，包 括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括三相输入电压源va、vb、V。，EMI滤波器，整 流二极管Dp D2、D3、D4、D5、D6, Boost电感La、Lb、L。，开关管Qb，二极管Db，储能电容C。，负载 R w，其中输入电压源va、vb、v。与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的各输出端口分别 与三个Boost电感L a、Lb、L。的一端连接，Boost电感L a、Lb、L。的另一端分别连接三相桥式 整流电路的各输入端，三相桥式整流电路的输出负极为参考电位零点，三相桥式整流电路 的输出正极分别接入开关管Q b的漏极和二极管Db的阳极，开关管Qb的源极与参考电位零 点连接，二极管D b的阴极分别接入储能电容C。的阳极和负载的一端，储能电容C。的阴 极和负载的另一端均与参考电位零点连接，负载R ^的两端电压为输出电压V。；
[0005] 所述的控制电路包括输入电压采样电路、分压电路、输出电压采样电路、减法电 路、误差调节电路、过零检测电路、乘法器、PWM 1C芯片、开关管驱动，其中输入电压采样电 路的输出端与分压电路的输入端相连，分压电路的输出端A连接减法电路的输入端，输出 电压采样电路的输出端C与减法电路的输入端、乘法器的第三输入端v z连接，减法电路的 输出端B与乘法器的第一输入端vx连接，误差调节电路的输出端v EA与乘法器的第二输入 端vy相连接，乘法器的输出端P与PWM 1C芯片的输入端相连接，PWM 1C芯片的输出端与开 关管驱动的输入端连接，开关管驱动的输出端与开关管Qb的门极连接。
[0006] 本发明与现有技术相比，其显著优点是：（1)临界电感值增大，电感电流峰值及有 效值减小，主功率器件电流应力降低，变换器的效率提高；(2)输出电压纹波减小；（3) PF值 略有提高，输入电流谐波满足IEC 61000-3-2, Class A标准。
【附图说明】
[0007]图1是三相单管DCM Boost PFC变换器主电路示意图。
[0008] 图2是三相单管DCM Boost PFC变换器的三相交流输入电压波形图。
[0009] 图3是[0, JT /6]区间一个开关周期中各相电感电流波形图。
[0010] 图4是各开关模态的等效电路示意图，其中（a)为开关管Qb导通时，整流二极管 DpD 5、D4导通时的等效电路，（b)为开关管Qb关断，Db导通时的等效电路，（c)为込下降到 零后，0 4和D 5继续导通时的等效电路。
[0011] 图5是半个工频周期内a相电感电流波形示意图。
[0012] 图6是两种控制方式下的PF值对比图。
[0013] 图7是[0,jt/6]区间内的0曲线示意图。
[0014] 图8是一个开关周期中各相电感电流波形示意图，其中（a)为工频周期中0附近 开关周期内的电感电流波形图，（b)为工频周期中31/6附近开关周期内的电感电流波形 图。
[0015] 图9是占空比变化规律示意图。
[0016] 图10是临界电感值与M和a的关系图，其中（a)为曲面图，（b)为曲线图。
[0017] 图11是不同输入电压下的临界电感值示意图。
[0018] 图12是本发明高效三相单管DCM Boost PFC变换器的电路示意图。
[0019] 图13是[0,jt/6]内驱动信号和c相电感电流波形示意图，其中（a)为传统控制， (b)为维持原电感值不变的开关周期最优利用控制，（c)为电感值增大的开关周期最优利 用控制。
[0020] 图14是半个工频周期中的输入电流波形示意图。
[0021] 图15是5、7、11、13次谐波与基波幅值之比示意图。
[0022] 图16是5、7、11、13次谐波有效值示意图。
[0023] 图17是不同输入电压下的电感电流有效值示意图。
[0024] 图18是电感电流峰值示意图。
[0025] 图19是瞬时输入功率标幺值示意图。
[0026] 图20是输出电压纹波示意图。
【具体实施方式】
[0027] 1三相单管Boost PFC变换器的分析
[0028] 图1所示为三相单管DCM Boost PFC变换器主电路，其中，La= Lb= Le= L。图 2给出了三相交流输入电压的波形。在[0,ji/6]区间内，一个开关周期中各相电感电流的 波形如图3所示。
[0029] 定义三相交流输入电压为
[0030] va= V msin?t (1)
[0031] vb=Vm sin (? t~2 3i/3) (2)
[0032] vc= V msin (? t+2it/3) (3)
[0033]其中VjP ?分别为输入电压的幅值和角频率。
[0034] 显然，三相交流电压和电流始终满足：
[0035] va+vb+vc= 0 (4)
[0036] ia+ib+ic= 0 (5)
[0037] 图2给出了三相交流输入电压的波形。为了便于后面分析，可以将一个工频周期 分成相等的12个区间，每个区间为n/6,其特点是各相电压的正负及绝对值大小关系不 变。在[0, Ji/6]区间内，一个开关周期中各相电感电流的波形如图3所示。
[0038] 当开关管Qb导通时，整流二极管Dp D5、D4导通。图4(a)为等效电路，从中可得：
[0039] va-Ldia/dt = vb-Ldib/dt = vc-Ldic/dt (6)
[0040] 由式⑷~式（6)可得三相电感电流上升率为：
[0041] dia/dt = va/L dib/dt = vb/L dic/dt = vc/L (7)
[0042] 当Qb关断时，三相电感电流分别达到其峰值，即
[0043] iapl= D yTs ? dia/dt