不对称半桥反激变换器及其控制方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及开关变换器领域，特别涉及不对称半桥反激类开关变换器的控制。
【背景技术】
[0002]随着电力电子领域迅猛的发展使得开关变换器应用的越来越广泛，特别是人们对高功率密度、高可靠性和小体积的开关变换器提出了更多的要求。一般传统的小功率AC/DC变换采用反激拓扑实现，其具有结构简单、成本低廉等优点；
[0003]但是普通反激拓扑是硬开关，而且不能回收漏感能量，因此限制了中小功率的效率和体积，为了满足功率变换器的小型化、轻量化、模块化的发展趋势，软开关技术已成为电力电子技术的热点之一。“软开关”是指零电压开关或零电流开关，它是利用谐振原理，使开关变换器的开关管电压(或电流)按正弦(或准正弦)规律变化，当电压过零时，使器件开通(或电流自然过零时，使器件关断)，实现开关损耗为零，从而提高开关频率，减小变压器、电感的体积。虽然，软开关技术能够实现功率变换器的小型化、模块化等，但是，很多电路例如LLC，电路变得非常复杂，使得中小功率的变换器的成本增加，往往不利于商业竞争，而不对称半桥电路在和普通反激电路的器件数量和复杂度比较接近的条件下能够实现两个管子的零电压开通，回收漏感能量并且容易实现自驱动同步整流，有效地在提升效率的同时减小变压器体积，成为一个比较好的应用方案。
[0004]目前常规的不对称半桥电路电路图如图1-1和1-2所示，其中图1-1中上管QH为主开关管，下管QL为钳位开关管，图1-2中上管QH为钳位开关管，下管QL为主开关管，两种电路效果一样，只是绕组位置不同而已。
[0005]现以图1-1为例，其稳态的工作波形如图2所示，VGSH和VGSL分别为上管和下管的驱动信号波形；Ic是隔直电容上面的电流波形，同时也是原边绕组上面的电流波形，Ilm为激磁电感上面的励磁电流波形，除了虚线部分以外，励磁电流波形和隔直电容电流波形是一致重合的；VdsH和VdsL分别为上管和下管的漏极到源极的电压信号波形。设主管的驱动信号VGSH的占空比为D，则钳位管的占空比为(1-D)，为避免主管和钳位管共通需要留有一定的死区时间，工作周期为T。为方便对电路中变压器原边绕组的工作过程进行分析，现将变压器的原边绕组，等效为漏感LK及激磁电感两部分来进行说明。在TO时刻，上管驱动VGSH为高电平，上管开通，TO-Tl时间段内输入端的能量通过QH、隔直电容Cb、漏感Lk和激磁电感这一回路给变压器激磁，激磁电流首先从负向线性减小到零以后线性增加，此时原边电容上的电流和励磁电流重合，隔直电容、漏感、变压器存储能量，副边整流二极管D负向截止，到Tl时刻，上管关断；T1-T2时间内，上管处于关断状态，下管也还未开启，此时间段为死区时间，在这段死区时间内因为漏感和变压器激磁电感要续流，所以上下管的结电容、隔直电容、漏感、激磁电感发生谐振，抽取QL结电容的能量，VdsL电压下降，同时给QH的结电容充电，VdsH电压上升，励磁电流因为然组两端的电压降低所以虽然在增加但是幅度非常小，Τ2时刻QH的结电容电压达到最高，QL的结电容电压被抽到零电压，此时下管开通，则这样就实现了下管的零电压开通，英文简写为ZVS ;Τ2-Τ3时间内，整流二极管D正向导通，变压器原边存储的能量向副边释放，励磁电流线性下降到零然后负向线性增加，同时，漏感Lk、隔直电容Cb发生谐振，原边电流按正弦波的轨迹谐振，此时隔直电容上面存储的能量通过正激的过程也向副边释放，原边电流进入负向；T3时刻下管关断，因为漏感电流和励磁电流续流，所以上下管的结电容、隔直电容、漏感、激磁电感发生谐振，抽取QH结电容的能量，VdsH电压下降，同时给QL的结电容充电，VdsL电压上升，励磁电流因为绕组两端的电压降低，所以虽然在负向增加，但是幅度非常小，Τ4时刻QL的结电容电压达到最高，QH的结电容电压被抽到零电压，此时上管开通，则这样就实现了上管的零电压开通，这样就完成一个周期，接着继续按照同样的工作工程重复工作。
[0006]但是这种控制方式因为是互补的，所以励磁电流是一个连续的波形，占空比不随着负载大小的变化而变化，因此在空载和轻载的时候峰值电流会很大，谐振回路中的循环能量大，使损耗增加，大大降低轻载效率，同时这种控制方式不能变频，会有饱和的风险，所以可以把这种互补的控制方式改为非互补控制方式，但是这种非互补的控制方式又会降低满载时的效率。
【发明内容】
[0007]为解决上述问题，本发明提供一种能够兼顾轻载和重载的效率，在轻载下能够降低占空比，减小原边峰值电流，减少循环能量，还可以实现变频控制，有效降低空载功耗和轻载损耗；在重载下能够实现互补，最大限度的通过隔直电容传递一部分能量，减少变压器存储的能量，并使两个开关管实现零电压开通，提高变换器的效率的不对称半桥反激变换器的控制方法。
[0008]与此相应的，本发明还提供一种能够兼顾轻载和重载的效率的不对称半桥反激变换器。
[0009]就方法主题而言，本发明提供一种不对称半桥反激变换器的控制方法，包括如下步骤，
[0010]判断不对称半桥反激变换器的负载信号是否高于设定的负载点，
[0011]若是，则控制不对称半桥反激变换器进入互补工作模式，所述互补工作模式是由两个互补的第一驱动信号和第二驱动信号控制主开关管和钳位开关管的工作模式，即第一驱动信号驱动主开关管的占空比为值D，则第二驱动信号驱动钳位开关管的占空比为值(1-D)；
[0012]若不是，则控制不对称半桥反激变换器进入非互补工作模式，所述非互补工作模式是由两个非互补的第三驱动信号和第四驱动信号控制主开关管和钳位开关管的工作模式，即第三驱动信号以一固定脉宽信号驱动钳位开关管的关断，第四驱动信号以延时一个第三驱动信号的固定脉宽和一个死区时间的时长后产生的固定脉宽信号驱动主开关管的关断，在主开关管关断且钳位开关管未开启之前，变压器的漏感及激磁电感的能量经钳位开关管和主开关管的体二极管或结电容形成漏感谐振回路和变压器谐振回路，直至钳位开关管再次开启，谐振结束，再重新开始新的周期。
[0013]优选的，所述漏感谐振回路，在漏感电流续流期间，漏感能量经钳位开关管的体二极管与隔直电容Cb所形成的回路流至隔直电容Cb ;在漏感电流续流结束，原边电流变为零时，漏感能量在钳位开关管的结电容与隔直电容Cb所形成的回路中发生谐振。
[0014]优选的，所述变压器谐振回路，在励磁电流释放到零时，即变压器激磁电感不被钳位时，变压器漏感及激磁电感中的能量，分别在电容Cin、主开关管的结电容与隔直电容Cb所形成的回路及钳位开关管的结电容与隔直电容Cb所形成的回路中发生谐振。
[0015]就产品主题而言，本发明提供一种不对称半桥反激变换器，包括反激电路和驱动控制模块，所述反激电路包括原边电路和副边输出整流滤波电路，所述原边电路由隔直电容、主开关管、钳位开关管与变压器的原边绕组连接而成，所述驱动控制模块用于驱动钳位开关管和主开关管，其特征在于:
[0016]所述驱动控制模块包括主控制芯片、反馈电压模块、信号选择电路、隔离驱动和PWM脉冲分时电路，
[0017]所述主控制芯片，用于产生两个互补的第一驱动信号和第二驱动信号，并将第一驱动信号和第二驱动直接输出到信号选择电路，同时第一驱动信号还输出到PWM脉冲分时电路；
[0018]所述PWM脉冲分时电路，用于接收第一驱动信号，并根据第一驱动信号产生两个非互补的第三驱动信号和第四驱动信号，并将第三驱动信号和第四驱动信号输出到信号选择电路，其中，第三驱动信号是一个固定脉宽的信号，第四驱动信号是延时一个第三驱动信号的固定脉宽和一个死区时间的时长后产生的固定脉宽信号；
[0019]所述反馈电压模块，用于采集负载信号，并将负载信号反馈到信号选择电路；
[0020]所述信号选择电路，用于接收第一驱动信号、第二驱动信号、第三驱动信号、第四驱动信号及负载信号，并根据负载信号判断输出第一控制信号和第二控制信号，
[0021]当负载信号高于设定的负载点时，信号选择电路将第一驱动信号和第二驱动信号输出